طراحی میکسرها و کاربردهای آنها



عنوان:
طراحی میکسرها و کاربردهای آنها

استاد راهنما:

محقق :
علی وطنی

فهرست
عنوان صفحه
مقدمه 1
ویژگی اساسی میکسرها 3
الماسهای اساسی 5
تکنیک های میکسر کردن 8
طراحی میکسر single- ended 13
میکسرهای Double- balanced 25
ترانس کنداکتانس در میکسرهای FET 25
میکسرهای ترانزیستور دو قطبی 28
حالت کلی میکسرها 30
مدارهای مخلوط کننده عملی 31
مدارهای مبدل نیمه هادی 37
نتیجه گیری 39

مقدمه:
در طراحی گیرنده معمولاً از مدار آشکارساز استفاده می کنیم. بیشتر مدارهای آشکارساز در حضور نویز یا سیگنالهای تداخلی به خوبی عمل نمی کنند و بسیاری از آنها در صورت کمتر بودن دامنه سیگنال ورودی از چند ولت اصلا کار نمی کنند در صورتی که سیگنال مطلوب در ورودی گیرنده ممکن است شدت میدانی در حدود میکرولت/متر داشته باشد. در صورتیکه rms نویز و شدت سیگنال تداخلی آنتن در حد ولت/متر است. واضح است که هم بهره و هم قدرت انتخاب در جلوی آشکارساز موردنیاز است.
در قسمت گیرنده چون خیلی ضعیف است و دارای نویز نیز می‎باشد و مدوله شده هم است. بنابراین یک تقویت کننده قرار می‎دهیم که هم سیگنال دریافتی را تقویت کند و هم نویز را از بین ببرد. چون دامنه سیگنال ورودی در حدود میکروولت است و ما دامنه ای در حدود ولت داریم بنابراین بهره تقویت کننده باید حدود 106 باشد. بعد از تقویت کننده باید یک فیلتر قرار دهیم تا سیگنال نامطلوب را از بین ببریم.
ساختن مداری به این صورت دو مشکل دارد:
1- ساختن فیلتری که بر روی فرکانسهای و … باشد و دارای گین موردنظر باشد مشکل است. یعنی این فیلتر نمی تواند روی باندی وسیع از فرکانسها قرار بگیرد.
2- اگر مدار گین بالا داشته باشد و دارای باند باریک نیز باشد به صورت زیر

اگر ترانزیستور بتواند با یک حلقه درست کند این مدار شروع به نوسان می کند و در ورودی و قبل از تقویت کننده یک موج سینوسی مستقل از فرکانس داریم که اصلا فرکانس در آن دخالت ندارد.
فرض کنید آشکارساز یک مدار RC باشد.

شکل (1)
یک رابطه باید بین RC و فرکانسها برقرار باشد تا این مدار آشکارساز پوش باشد. یعنی آشکارسازی این مدار بر فرکانس vI و فرکانس carrier بستگی دارد. طراحی آشکارساز بستگی به فرکانس carrier دارد و طراحی آن بر روی باند وسیعی از فرکانس محال است.
ایده: خواسته شد که فیلتر و تقویت کننده بر روی یک فرکانس یکسان ساخته شوند.
بنابراین متوجه می شویم که مشکلات مهمی که در تقویت کننده فرکانس حامل یا RF برگیرنده فرکانس ثابت وجود دارند عبارتند از:
1- کنترل نویز خروجی چنانچه به حد کافی از سطح سیگنال ورودی کمتر باشد.
2- کنترل غیرخطی عنصر فعال برای جلوگیری از اعوجاج سیگنال و برهم کنش با سیگنال ناخواسته.
3- برای جلوگیری از نوسان تقویت کننده باند باریک بهره- بالای طبقه آخر.
علاوه بر مشکلات فوق باید بتوانیم روی باند وسیعی از فرکانس طراحی کنیم.
در ابتدا تصمیم گرفته شد که آشکارساز و کل بهره و قابلیت انتخاب همگی براساس فرکانس- ثابت باشند و همه سیگنالهای مدوله شده ورودی را به یک فرکانس میانی یا IF که ثابت است انتقال دهیم که برای این کار یک گیرنده سوپرهترودین پیشنهاد شد. این گیرنده شامل Mixer است.
ویژگیهای اساسی میکسرها:
میکسرها عموماً برای مالتی پلکس کردن سیگنالهایی با فرکانسهای مختلف در انتقال فرکانسی به کار می رود.
با توجه به اینکه سیگنالهای RF ورودی در فاصله بسیار نزدیک و متراکم قرار دارند برای فیلتر کردن سیگنال مطلوب به یک فیلتر با Q بسیار بالا نیاز داریم. اما اگر فرکانس سیگنال RF بتواند کاهش یابد یا در میان سیستمهای مخابراتی down convert شده خیلی بیشتر قابل کنترل خواهد بود.
یکی از بهترین سیستمهای شناخته شده down convert گیرنده سوپر هیترودین است که در شکل (2) نمای کلی آن آمده است.

شکل (2) گیرنده سوپرهیترودین شامل میکسر
بعد از دریافت سیگنال RF به وسیله آنتن و تقویت در تقویت کننده (LNA) low- noise یک میکسر که وظیفه آن ضرب سیگنال ورودی که بر روی فرکانس fRF متمرکز شده با یک سیگنال از اسیلاتور محلی با فرکانس مرکزی fLO می‎باشد. سیگنالی که بعد از میکسر حاصل می‎شود شامل فرکانسهای می‎باشد. و بعد از عبور از یک فیلتر پائین گذر سیگنالی با فرکانس پائین تر یعنی به دست می‎آید که این سیگنال را با عنوان فرکانس میانی (IF) نشان می دهند. که این سیگنال برای پروسه های دیگری مورد استفاده قرار می‎گیرد.
دو عضو اساسی در میکسرها عبارتند از ترکیب کننده و آشکارساز. ترکیب کننده می‎تواند از یک تزویجگر جهت دار (directional coupler) با زاویه 90 درجه (یا 180 درجه) استفاده کند.
آشکارسازهای قدیمی یک دیود تنها را به عنوان عنصر غیرخطی به کار می بردند. اما دیودهای دوبل غیرموازی و ترکیبات دیودی تعادلی دوبل بیشتر استفاده می‎شود.
علاوه بر دیودها، میکسرهای MOSFET , BJT با عدد نویز پائین و گین تبدیل بالا در باند X طراحی شده اند.
اما مشکلاتی که گیرنده سوپر هیترودین اضافه می کند عبارتند از:
– میکسر و نوسان کننده محلی را باید طراحی نمود و نوسان کننده محلی باید مدارهای غیرخطی جلوی میکسر را تعقیب کند.
– چون غالباً میکسرها نویز بیشتری نسبت به تقویت کننده ها تولید می کنند و چون با توجه به طبیعتشان دارای خواص غیرخطی هستند حتما نیاز به تقویت کننده RF در جلوی میکسر داریم.
المانهای اساسی
قبل از وارد شدن به طراحی مدار میکسر، قابلیت یک میکسر را با در نظر گرفتن اینکه میکسر دو فرکانس در ورودی را گرفته و یک فرکانس که از حاصل ضرب دو سیگنال ورودی به وجود می‎آید مختصراً مرور کنیم.
به روشنی مشخص است که یک سیستم خطی نمی تواند تمام وظایف را برآورده کند و ما نیاز به انتخاب یک وسیله غیرخطی مثل دیود، FET یا BJT داریم که بتوانند حاصل ضرب هارمونیکها را تولید کند.
شکل (3) ترتیب قرار گرفتن سیستم یک میکسر متصل به سیگنال RF را شرح می‎دهد. VRF(t) و سیگنال اسیلاتور محلی VLO(t) که به عنوان سیگنال PWMP شناخته می‎شود نشان داده شده است.

شکل (3): المانهای اساسی میکسر در سیگنال به کار گرفته شده در ورودی برای تولید یک سیگنال در خروجی به کار می روند.
دیده می‎شود که سیگنال ورودی RF با سیگنال LO ترکیب شده و یک وسیله نیمه هادی (دیود، ترانزیستور یا FET) را تغذیه می کند. که این ادوات شامل کاراکترهای انتقال غیرخطی می باشند. و جریان خروجی را برای بار تولید می کنند.
جریان خروجی برای دیود و BJT دارای خواص توانی است.

و برای MESFET یک رفتار مربعی داریم:
که در اینجا جریان I همان جریان درین و V ولتاژ گیت- سورس است که برای سادگی از نوشتن آنها صرفنظر شده است.
ولتاژ ورودی یعنی ولتاژ اعمالی بر دو سر دیود یا ولتاژ بیس- امیتر و یا ولتاژ گیت- سورس مجموع دو سیگنال LO , RF است که داریم VRF=VRF Cos(wRFt) و سیگنال LO : VLO=VLO Cos(wLOt) و یک بایاس VQ
(1)
وقتی این ولتاژ به ورودی نیمه هادی ها داده شود جریان خروجی که می‎توان آنرا را به وسیله سری تیلور بیان کرد، حاصل خواهد شد- بسط تیلور در نقطه Q نوشته خواهد شد
(2)
که ثابتهای B,A بر صورت بیان می شود. با صرفنظر کردن از بایاس IQ,VQ و استفاده از دو معادله (1) و (2) داریم:
(3)

فاکتورهای متشکل از Cos2 می توانند با توجه به فرمول بازنویسی شود. که در این صورت ترمهای 2WLOT, 2WRFT را وارد کنید در این صورت معادله (3) به صورت زیر تبدیل خواهد شد.

بنابراین با توجه به استدلال بالا بر این نتیجه می رسیم که عملکرد غیرخطی دیود یا ترانزیستور می تواند مولفه های فرکانسی جدیدی را تولید کند. همچنین دامنه تغییرات نیز VRF,VLO خواهد شد. B نیز یک فاکتور وابسته به وسیله است.
معادله (4) یک سری تیلور است که تنها ترم دوم یعنی V2B در آن وجود دارد. و ترمهای سوم مثل V3C چشم پوشی شده است. برای دیودها و BJTها ترمهای هارفونیکی بالاتر می تواند روی عملکرد سیستم اثر بگذارد. بنابراین استفاده از درجه دوم در سری تبلور تنها در FETها استفاده می شود. بنابراین FETها تمایل کمتری برای تولید هارمونیکهای بالاتر دارند.
تکنیک های میکسر کردن:
بنابراین آنچه تا اینجا متوجه شدیم این است که هر ضرب کننده ای که بعد از آن یک فیلتر میان گذر مناسب قرار بگیرد به عنوان Mixer به کار می رود. چون ورودی نوسان کننده محلی دامنه ای ثابت دارد، برای ساختن میکسر لازم نیست ضرب کننده ایده آل داشته باشیم و در مدار میکسر که امروزه کاربرد بیشتری دارد، ترانزیستور اثر میدان و ترانزیستور دوقطبی هستند. در هر دو حالت سیگنال ورودی و ولتاژ نوسان کننده محلی بر ولتاژ بایاس dc اضافه می شوند تا ولتاژ گیت، سورس یا بیس امیتر کلی حاصل شود. سپس این سیگنال از یک عنصر غیرخطی عبور می کند تا فرکانسهای مجموع و تفاضلی مطلوب ایجاد شود.
مثال: انتخاب فرکانس اسیلاتور محلی.
کانال RF با فرکانس مرکزی 1.8 GHZ و پهنای باند 20MHZ و یک IF با فرکانس 200MHZ داریم. مقدار مناسب FLO را به دست بیاورید. ضریب کیفیت Q و فیلتر bandpass در حالی که downconversion موجود نباشد را به دست بیاورید در حالت دوم Q را نیز محاسبه کنید.
حل: با استفاده از میکسر RF و فرکانس LO در عناصر غیرخطی فرکانس IF به دو صورت زیر حاصل می شود.
(1) FIF = RRF – FLO
(2) FIF = FLO – FRF
که این در معادله بستگی بر این دارد که FLO یا FRF کدامیک بزرگتر باشند.
چون 0.2 GHZ = FIF و FRF = 1.89 GHZ داریم.
FLO = FRF – FIF = 1.69GHZ
یا
FLO = FRF + FIF = 2.09 GHZ
هر دوی این اعداد به دست آمده مهم هستند و بر یک اندازه استفاده می شوند.
وقتی FRF > FLO باشد میکسر را low – side- injection می نامیم. و هنگامی که FRF < FLO باشد طراحی را high- side- injection می نامیم. و حالت اول را معمولاً ترجیح می دهیم. چون فرکانس های LO پائین تر برای تولید و عملکرد راحت تر هستند. بنابراین بعد از down-conversion سیگنال پهنای باند BW = 20 MHZ در فرکانس مرکزی FR2 = 1.89 QHZ را دارا است.
بنابراین با داشتن یک فیلتر مناسب با ضریب کیفیت می توانیم از این سیگنال به خوبی استفاده کنیم. اما بعد از downconversion پهنای باند سیگنال عوض نمی شود. اما فرکانس مرکزی FIF = 200 MHZ شیفت پیدامی کند. بنابراین نیاز به یک متغیر band pass با ضریب کیفیت وجود دارد.
این مثال نشان می دهد در جائی که ضریب کیفیت فیلتر به کار رفته کم است نیاز به یک میکسر که سیگنال RF آن به صورت down converted شده است داریم.
نکات قابل توجه درباره حوزه فرکانسی:
فرض کنید که فرکانس زاویه ای RF بر روی WRF قرار گرفته است. در مولفه فرکانس که هر کدام به اندازه WW در بالا و پائین WRF واقع شده اند وجود دارد. سیگنال LO از یک مولفه سیگنال در WLO تشکیل شده است. بعد از عمل کردن میکسر مطابق شکل (4) یک طیف فرکانس که مولفه های فرکانسی up converted و down converted را دارد تشکیل شده است. شکل (4) این پروسه را توضیح می دهد.
پروسه upconversion بر مدولاسیون در فرستنده وابسته است. چون downconversion بر گیرنده مربوط است.
 Lower side band or LSB (WRF- WLO)
 upper side band or USB (WRF + WLO)
 dowble side band or DSB (WRF+WLO OR WRF – WLO)

شکل (4) پاسخ طیفی از عملکرد میکسرها
سوال مهم در اینجا این است که چند فرکانسی باید در LO قرار بگیرد تا فرکانس RF به سطح IF مناسب شیفت پیدا کند.
و یک مسئله دیگر مشکل تبدیل فرکانسهای تصویر بر رنج فرکانسی down conerted و شبیه به آن است. برای فهمیدن این مسئله فرض کنید که سیگنال RF در down converted به یک سیگنال با فرکانس LO داده شود.
بر شکل (5) توجه کنید.

شکل (5)- شکل فرکانس تصویر.
همان طور که در شکل می بینید فرض کنید یک سیگنال با فرض WRF و یک سیگنال ناخواسته با فرکانس WIM داریم بنابراین:
MIM – WLO = (WLO – WIF) – WLO = – WIF
پس از عبور از ضرب کننده چون Cos (WIFT), Cos (WIFT) با یکدیگر برابر است فرکانس تصویر ناخواسته بر روی فرکانس سیگنال مطلوب قرار می گیرد.
برای جلوگیری کردن از این مشکل یعنی وجود سیگنالهای تصویر نامطلوب می توانیم دامنه این سیگنال را بزرگتر از سیگنال RF انتخاب می کنیم. که این کار به وسیله یک فیلتر تصویر که قبل از میکسر برای جلوگیری از این اثر وجود دارد انجام می شود.
طیفی که بر این صورت تولید می شود مطمئن بوده و سیگنال نامطلوب در آن وجود ندارد.
مشکل اصلی برای طراحی میکسرها همین است که بر گونه ای طراحی شود که سیگنال نامطلوب را از بین ببرد.

طراحی میکسر single- ended
یک نمونه میکسر با مینیمم کارائی، طرح single- ended می باشد که مطابق شکل 6-a شامل یک دیود شاتکی می باشد منابع LO, RF، یک دیود شاتکی و یک مدار تشدید تنظیم شده برای سیگنال IF مورد نظر را که به خوبی بایاس شده اند تغذیه می نمایند. شکل 6-b یک طرح بهبود یافته شامل یک FET را که بر خلاف دیود قادر به تقویت سیگنالهای RF ورودی LO می باشد را نشان می دهد. در هر دو حالت سیگنال RF, LO مرکب بر یک المان غیرخطی با تابع مشخصه نمائی (دیود) و یا تقریباً مربعی (FET) اعمال می شود که در ادامه به یک فیلتر band pass برای ایزوله کردن سیگنال IF ختم می شود.

شکل (6) دو نوع میکسر single- ended
دو طرح بسیار متفاوت میکسر به ما اجازه می دهد که تعدادی از پارامترهائی که موقع گسترده ساختن طرحهای ساده اهمیت می یابند را مقایسه کنیم. این پارامترها عبارتند از:
1- تلفات تبدیل یا بهره بین توان سیگنال RF, IF
2- شکل نویز
3- ایزولاسیون بین پورت LO. RF
4- غیر خطی بودن
تا زمانی که سیگنالهای RF و LO در شکل از نظر الکتریکی از هم جدا نشده اند، این نظر وجود دارد که سیگنال LO با ورودی RF تداخل نماید که این می تواند ناشی از تشعشع بخشی از انرژی سیگنال LO روی آنتن گیرنده باشد.
طرح FET نشان داده شده در شکل 6-b نه تنها ایزولاسیون RF و LO را ممکن می سازد، بلکه از آنجا تقویت سیگنال و تلفات تبدیل پائین را فراهم می کند. تلفات تبدیل (CL) یک میکسر عموماً برحسب dB تعریف می شود که نسبت توان ورودی داده شده به توان IF به دست آمده می باشد.

در مواقع استفاده از FET, BJT ترجیحاً باید یک بهره تبدیل (CG) اختصاص دهیم که به صورت نسبت عکس توان تعریف می شود. هم چنین شکل نویز یک میکسر عموماً به صورت تعریف می شود که در آن CG همان بهره تبدیل و Pnowt توان نویز در خروجی ناشی از سیگنال RF ورودی و در پورت ورودی Pnin, RF توان نهائی نویز در IF می باشند.
FET معمولاً نویزپذیری کمتری نسبت به BJT دارد و به علت دارا بودن مشخصه تبدیل تقریباً مربعی، نفوذ ترمهای غیرخطی کاهش می یابد. در عوض زمانیکه بهره تبدیل بالا و شرایط ولتاژ بایاس پائین (مثلاً در سیستمهای متکی بر باتری) مورد نیاز است BJT به کار می رود.
غیرخطی بودن به طور عادی در زمینه های فشردگی تبدیل اغتشاش مدولاتور داخلی (IMD) سنجیده می شود. فشردگی تبدیل بر این حقیقت مربوط می شود که توان خروجی IF به عنوان تابعی از توان ورودی IF از یک نقطه مشخص روی منحنی خطی شروع بر انحراف می نماید. نقطه ای که این انحراف به 1dB می رسد مشخصه اجرائی یک میکسر نوعی می باشد.
مشابه آنچه تاکنون در بحث تقویت کننده ها مواجه شده ایم اغتشاش مدولاسیون داخلی وابسته به بخش فرکانس دوم ورودی RF می باشد که شروع به اغتشاش می نماید. برای کوچک کردن این اثر یک آزمایش نوعی به کار می بریم.
اگر FRF سیگنال مطلوب مورد نظر و F2 فرکانس ورودی دوم باشد آنگاه عامل میکس یک جزء فرکانسی تولید می کند که علامت تبدیل بالا و پائین را مشخص کنید. اثر این مدولاسیون داخلی می تواند در گراف (7) نشان داده شود.
نقطه جدائی میان پاسخ خطی خروجی و پاسخ مرتبه سوم IMD یک فصل مشترک از تابعیتی است که توانائی یک میکسر را برای مانع شدن از این اثر نشان می دهد.

شکل (7) پروسه تبدیل و مدولاسیون در میکسر
تعاریف دیگر در مورد میکسر عبارتند از: اغتشاش تولید شده داخلی میکسر که تحت عنوان هارمونیک IMD تعریف می شود. ایزولاسیون بین ورودیهای RF, IF می باشد که به صورت مستقیم تحت تاثیر ترکیب کننده (کوپل کننده هایبرید) قرار دارد و رنج دینامیکی که رنج دامنه ای است که هیچ کاهش عملکردی در آن اتفاق نمی افتد.
طراحی مدار یک میکسر RF همان بحث های انجام شده در تقویت کننده RF را دنبال می کند. ورودی های LO, RF یک ترانزیستور یا دیور بایاس شده را تغذیه می کنند. توجه به این نکته ضروری است که تفاوت بسیار زیادی بین فرکانس LO, RF در طرف ورودی و IF در طرف خروجی وجود دارد. از آنجائی که هر دو طرف باید به امپدانس خط تطبیق شوند. امپرانسهای ورودی و خروجی ترانزیستور و یا پارامترهای S در این فرکانس باید مشخص شوند.
به علاوه برای کاهش تداخل در طرف خروجی وسیله، مهم است که ورودی برای IF اتصال کوتاه کنیم و برعکس خروجی را برای RF مطابق شکل (8)

شکل (8) نمای کلی طراحی میکسر single-ended در حالت عمومی
در کنار هم قرار دادن این ملزومات به عنوان بخشی از شبکه تطبیق همیشه کار ساده ای نیست.
شرایط اتصال کوتاه ذکر شده در حالت کلی، رفتار توانزیستور را در مکانیزم فیزبک داخلی تحت تاثیر قرار می دهد. به طور ایده آل باید براساس شرایط خروجی اتصال کوتاه به دست آید و مشابهاً نیاز به یک سری شرایط ورودی اتصال کوتاه شده دارد.
به طور عمده یک مقاومت بار اضافی به خروجی وصل می شود تابهره تبدیل را تنظیم نماید. در مثال بعدی مراحل طراحی تشریح شده است.
مثال: طراحی یک مدار BJT در حالت single- ended
برای مدار نشان داده شده در تصویر (9) مقادیر R2 ,R1 را به گونه ای محاسبه کنید که شرایط بایاسینگ با مقادیر داده شده در شکل را ارضاء کند.

شکل (9) شبکه با پاس DC برای طراحی میکسر BJT.
با استفاده از این شبکه به عنوان نقطه شروع یک میکسر low-side-injuction برای فرکانس RF برابر با 1900 MZ و فرکانس 200MHZ طراحی کنید.
امپدانس خروجی BJT در فرکانس IF هنگامیکه ورودی را اتصال کوتاه کرده ایم. یعنی zout = (677.7-j232H) و امپدانس ورودی در فرکانس RF هنگامیکه خروجی اتصال کوتاه شده است برابر Zin = (77.9-j130.6) می باشد.
حل: از آنجائی که ولتاژی که بر روی R2 افت می کند برابر تفاضل Vce, Vcc است و نیز جریان عبوری از R2 برابر مجموع جریان های IB یعنی جریان بیس و Ic: جریان کلکتور است بنابراین R2 به شکل زیر محاسبه می شود.

به طور مشابه برای مقاومت R1 مقدار VCE – VBE بر جریان بیس تقسیم می شود.

قبل از شروع طراحی باید به این نکته توجه کنیم سیگنال LO را باید چگونه در نظر بگیریم؟
ساده ترین شکل این مدار بر این صورت است که منبع LO به صورت مستقیم از طریق یک خازن کوپلاژ به بیس ترانزیستور متصل گردد مانند شکل (10).
مقدار خازن CLO باید به حد کافی کوچک در نظر گرفته شود تا به گونه ای از کوپلینگ بین سیگنال RF و منبع LO جلوگیری کند.
ما به طور فرضی مقدار CLO = 0.2 PF را در نظر می گیریم. حال RLRF به شکل زیر محاسبه می گردد.

متاسفانه فرکانس LO بسیار به فرکانس FRF نزدیک است. بنابراین با انتخاب چنین خازنی نه تنها سینگال RF بلکه سیگنال LO نیز کاهش می یابد. ما می توانیم مقدار تضعیف ILRF ناشی از این خازن را در فرکانس FLO = FRF – FIF بر صورت زیر محاسبه کنیم.

بنابراین اگر منبع LO ، -20dBM خروجی داشته باشد فقط -33.6 dBM به ترانزیستور می رسد. البته این افت بالای توان قابل توجه به نظر می رسد. چون ما می توانیم این را بر وسیله اسیلاتور محلی تامین کنیم.
وجود Llo, CLO باعث می شود که امپدانس ورودی تغییر کند. مقدار جدید امپدانس ورودی (zin) با موازی کردن CLO, ZLO با امپدانس روودی ترانزیستوری که منبع LO را بر آن متصل کرده ایم به صورت زیر محاسبه می شود.

امپدانس خروجی تغییر نمی کند. چون ما برای محاسبه امپدانس خروجی، ورودی را اتصال کوتاه می کنیم. با دانستن مقدار zin ما می توانیم در طراحی جدید یک شبکه تطبیق قرار دهیم.
یکی از توپولوژیهای ممکن که می توانیم بر این منظور در نظر بگیریم استفاده از خازنهای سری مطابق شکل (11) است. بدین طریق که بلوک را اضافه می کنیم تا در اتصال کوتاه DC به زمین جلوگیری کنیم.

شکل (10) منابع میکسر BJT برای IF, RF

شکل (11) شبکه matching ورودی برای میکسر BJT در حالت single-ended
چندین تبدیل مختلف وجود دارد که می تواند در شکل (11) به کار رود.
در ابتدا باید توجه کرد که به جای بایاس کردن بیس ترانزیستور با استفاده از RFC می توانیم R1 را مستقیماً به کنتاکتهای میان CB1, L1 متصل کنیم. در این مورد ما به آرامی بیس ترانزیستور را از طریق L1 و ادامه دادن ایزولاسیون سیگنال RF از تغذیه DC (با زمین کردن RF بوسیله CB1) بایاس می کنیم.
وظیفه دیگر شبکه تطبیق این است که شرایط اتصال کوتاه را برای IF فراهم کند حتی با وجود اینکه امپدانس سلف L1 در فرکانس IF نسبتاً کوچک است، ما می توانیم آن را با انتخاب مقداری برای CB1 به طوریکه L1-CB1 در فرکانس IF یک تشدید سری به وجود آورند که به آرامی کاهش دهیم. برای مثال اگر ما CB1 را 120pF انتخاب کنیم ما یک مدار اتصال کوتاه قابل اطمینان برای سیگنال RF پیدا کرده ایم. و مسیر به طرف زمین را برای سیگنال IF بهبود بخشیده ایم. شبکه تطبیق ورودی اصلاح شده در شکل (12) نشان داده شده است.

شکل (12) شبکه تطبیق ورودی اصلاح شده.
شبکه تطبیق خروجی با استفاده در یک روش مشابه بهبود داده می شود. شبکه تطبیق یک سلف L2 موازی و یک خازن C2 سری را دربر می گیرد.
مقادیر C2 = 102 1 PF, L2 = 416 Nh است. این توپولوژی این اجازه را بر ما می دهد که RFC در کلکتور را حذف کنیم. بنابراین مسئله ای که با این توپولوژی است آن است که این توپولوژی نمی تواند یک اتصال کوتاه به سمت زمین برای اتصال RF فراهم کند که این می تواند موجب تداخل با خروجی شود.
برای جبران شدن این اشکال L2 را با یک ترکیب LC جایگزین می کنیم. در اینجا خازن اضافه شده C3 مقدار 120 PF را انتخاب می کند تا شرایط زمین شدن مناسب برای سیگنال RF فراهم کند مقدار L2 برابر با 5.2 Nh اصلاح می شود. مدار کامل میکسر single-ended طراحی شده در شکل (13) نشان داده شده است.

شکل (13) مدار کامل برای یک میکسر low- side-injection,single-ended در حالتی که FIF = 200 MH FRF = 1900MH
این طراحی چندین هدف را ارائه می کند که شبکه تطبیق می تواند انجام دهد. در یک نگاه گذرا آنها اغلب برای فهمیدن مشکل هستند. خصوصاً اینکه تطبیقی (جداسازی شبکه های دو تائی چالشهائی برای طراح به وجود می آورند. مشکل اصلی این طراحی LO این است که سختی کار به فراهم کردن انرژی LO، مادامی که جداسازی میان سیگنالهای IF,RF,LO برای کاربردهای باند به هم ادامه دارد وابسته می شود.
میکسر دودیودی متقابل در اتصال با یک کوپلر هیبرید توانائی را ارائه می کند که این طور کارهای پهن باند را هدایت می کند. علاوه بر این مزایای بیشتری مربوط به جلوگیری نویز و در مد نادرست فراهم می کند. نویز به وجود آمده در اسیلاتورها و تقویت کننده ها ناشی از تشدیدهای پارازیتی نویز گرمائی می تواند به طور بحرانی مقدار نویز در گیرنده را بالا ببرد شکل (14) طراحی میکسر اصلی را نشان می‎دهد.

شکل (14) میکسر متعادل شامل کوپلر هیبرید
علاوه بر این یک VSWR فوق العاده می تواند نشان بدهد که این طراحی توانائی حذف کردن یک مقدار قابل توجه از نویز را دارد. زیرا که آرایش دیود مخالف در اتصال با شیفت فاز 90 درجه، درجه خوبی از حذف نویز را فراهم می کند.
یک طراحی پیچیده تر شامل دو MOSFET و در کوپلر 90، 180 درجه است، که در شکل (15) نشان داده شده است همچنین مهم است نشان بدهیم این مدار جداسازی LO از RF را مانند Lo بر سیگنال IF انجام می دهد. اما جداسازی IF, RF را نشان نمی دهد. به همین دلیل یک فیلتر پائین گذر نسبت به خروجی شبکه تطبیق و در هر یک از ترانزیستورهای شکل (15) میکس می شود.

شکل 15- میکسر single-balanced-MESFOT کوپلر و ترکیب کننده قدرت

میکسرهای Dowble-balanced
میکسر Dowble-balanced از چهار دیود که به صورت آرایش یکسوسازی قرار گرفته اند، تشکیل شده است. در مجموع دیودها جداسازی بهتری را انجام داد و منجر به حذف مدهای اضافی خواهند شد. برخلاف میکسر single-balanced این میسکر تمام هارمونیکهای زوج در سیگنال RF, LO را حذف می کند. اما معایب این میکسر آن است که این میکسر تلفات تبدیلی را افزایش می دهد. شکل (16) شماتیک این میکسر را نشان می دهد. هر سه مسیر سیگنال کوپل نشده هستند.

شکل (16) طراحی میکسر Dowble-balanced
ترانس کنداکتانس در میکسرهای FET
تا اینجا بسیاری از میکسرها که شامل دیود و یا FET بودند را بررسی کردیم. نکات زیر در مورد FET قابل ذکر است. شکل (17) شامل یک مدار میکسر FET است. اگر یک FET اتصالی یا MOSFET به نحوی بایاس گردد که گردش حول نقطه کار سبب ترک ناحیه اشباع یا روشن کردن اتصال گیت- سورس نشود، آنگاه جریان درین تقریباً همواره با ولتاژ گیت- سورس رابطه توان دومی دارد و جریان های درین برای FET به صورت

و برای MOSFET رابطه
که در این رابطه و v2 , v1 به ترتیب نوسان کننده محلی و سیگنالهای ورودی RF هستند و VGS ولتاژ بایاس گیت- سورس است.

شکل (17)
اگر معادله جریان MOSFET را بسط دهیم داریم:

اگر و در نظر بگیریم، می توانیم ترانس کنداکتانس تبدیل سیگنال- بزرگ ، GC را به صورت پوش جریان خروجی در تفاضل فرکانسی مطلوب تقسیم بر پوش سیگنال ولتاژ ورودی تعریف کنیم.
ترانس کنداکتانس تبدیل از ws به w0 – ws و نیز ترانس کنداکتانس سیگنال – بزرگ معمولی تقویت کننده را به دست می دهد.

لذا است. حال چون Vs(t)+V1 باید کمتر از VGS-Vth باشد اگربخواهیم از ناحیه توان دومی خارج نشویم، ترانس کنداکتانس تبدیل از نصف هدایت عنصر در حال تقویت معمولی بیشتر نیست. اگر V1 واقعا ثابت باشد، در صورتی که فرضیات قبلی معتبر باشد Gc از Vs(t) مستقل است، تبدیل بدون اعوجاج حاصل می گردد. بسط مشابهی در FET می دهد.

اگر قطعه بین VP و صفر بایاس شود و اگر آنگاه حداکثر GC یک چهارم gm سیگنال کوچک در VGS=0 با یک چهارم Gm=gm در نقطه بایاس است.

میکسرهای ترانزیستور دو قطبی

دو سیگنال میکسر با زمان V2(t) ,V1(t) به ترانزیستور دو قطبی ایده آل اعمال می شود در این صورت داریم:

اگر V1(t)=V1cosw0t , V2(t)=V2cosw0t باشد و و در این صورت داریم:

و پس از ضرب جملات داریم:

در این صورت خواهیم داشت:

برای این که mixer خطی باشد باید Iwo-ws به طور خطی با VS(t) , y متناسب باشد اگر V1 و در نتیجه x ثابت فرض شود و اگر تغییرات Vs روی Idc اثر نکند، آنگاه Iwo-ws با Vs تغییر کرده و با استفاده از توابع بسل تغییر یافته داریم:
اگر
اگر I1(y)I0(y) و در نتیجه Iwo-ws نسبت به y با خطای کمتر از 2% خطی باشد و و در نتیجه باشد.

دو روش مفید برای اتصال سیگنالها به مدار زوج تفاضلی به عنوان mixer وجود دارد. 1- ولتاژ نوسان کننده به یک هردو بیس از زوج تفاضلی اعمال شود و ولتاژ سیگنال کوچک به امیتر بیس ترانزیستور جریان ثابت داده شود.
2- ولتاژ نوسان کننده به عنوان کنترل کننده ترانزیستور جریان ثابت سیگنال به یک یا هر دو سر مدارات بین زوج تفاضلی اعمال گردد.
حالت کلی مخلوط کننده ها
اگرچه FETها و ترانزیستورهای دو قطبی و زوج تفاضلی عملی ترین میکسرها هستند، اما به یک روش کلی برای میکسر کردن اشاره می کنیم.

شکل (19)
چون جذب کنده جریان خروجی به وسیله V1(t) کنترل می شود پس متناوب است و داریم:

این تکنیک یعنی نوشتن بهره تقویت کننده برحسب سیگنال ورودی و سپس بسط بهره برحسب سری فوریه تکنیکی رایج است. جریان خروجی حال ضرب Cos s[v1(t)] , v2(t) است بنابراین
اما مشکل این روش محاسبه ضرایب فوریه تابع بهره است.
برای عملکرد خوب میکسر باید دارای خاصیت غیرخطی باشد در این صورت افزودن مقاومت سری با امیتر در ترانزیستور دو قطبی، باسورس درFET و یا با امیترهای زوج تفاضلی همواره باعث خطی شدن مشخصه می شود و در نتیجه ترانس کنداکتانس کاهش می یابد. چون همه قطعات عملی دارای مقاومت ذاتی سری هستند در نتیجه همیشه مقداری از ترانس کم می شود.
مدارهای مخلوط کننده عملی
قبل از بررسی مدارهای خاص بهتر است مشکلات احتمالی را بررسی کنیم تا بتوانیم با آنها مقابله کنیم.
مشکلات مخلوط کننده
1- سیگنال های خروجی در فرکانس IF که منشا آنها غیر از سیگنال ورودی مطلوب است.
2- اعوجاج و مدولاسیون سیگنال ورودی مطلوب
3- انتقال فرکانس نوسان ساز محلی بر ورودی مدار (اگر سیگنال نوسان ساز محلی به آنتن برسد ممکن است پخش شود و درگیرنده های دیگر مثل سیگنال تداخلی عمل کند)
4- نوینر تولید شده در طبقه مخلوط کننده
5- بهره ناکافی در طبقه مخلوط کننده
شکل (20) نشانگر طیف فرکانسی و تعدادی از سیگنالهای ممکنی است که می توانند سبب مولفه های ناخواسته در فرکانس IF شوند.

شکل (20)
الف: اگر سیگنالی W=W0+WIF به میکسر برسد تفاضل فرکانسی WIF خواهد بود. علاج کار یک فیلتر در جلوی میکسر است. در یک سیستم جدید حداکثر شدن فرکانس IF مشکل حذف تصویر را آسان می کند.
ب: اگر طبقه RF دارای اعوجاج کافی برای تولید هارمونیک مرتبه دوم باشد یا اگر مخلوط کننده فرکانس نوسانی بین W0 و هارمونیک دوم سیگنال ورودی داشته باشد آنگاه سیگنال ممکن است تولید مشکل کند برای حذف مجلات نیم- فرکانسی بعد از تقویت کننده های FET باید فیلتر کافی صورت گیرد. این فیلتر باید در RF باشد چون در صورت نبودن فیلتر، عناصر فرکانسی را دو برابر می کند و هیچ طبقه ای بعد از اینها سبب حذف آن نخواهد شد. در تقویت کننده های RF خطی فیلتر پیش از میکسر در کاهش جملات زیر هارمونیکی موثر است.
ج: سیگنال Wx در W0 + WS است. در هر سیستمی که فرکانس نوسان 2W0 موجود باشد باعث دردسر خواهد شد. این فرکانس در میکسرهای ترانزیستور سبب مشکل می شود ولی در مدارهای FET واقعا توان دومی یا در زوج تفاضلی که ولتاژ محرک نوسان ساز خاصی از هارمونیک دوم است مشکلی تولید نمی کند.
د : سیگنال Wy در تصویر W/2 قرار دارد لذا تقویت کننده های RF به صورت FET سبب تغییر تصویر W می گردد و جز در حالتی که فیلتر بین این تقویت کننده RF و مخلوط کننده این اعوجاج را حذف کند در خروجی نوسان نامطلوب داریم. میکسر ترانزیستور دو قطبی تک سرخروجی نظیر WS/2 را تولید می کند.
از دید سیگنالهای نامطلوب مخلوط کننده FET یا زوج تفاضلی بر مخلوط کننده دو قطبی برتری دارد. بعد از میکسر حداقل دو طبقه فیلتر موردنیاز است. بعد از میکسر یک تقویت کننده خطی RF با بهره کنترل شده اتوماتیک قرار می گیرد. بهره، نویز مخلوط کننده را کاهش می دهد. و کنترل بهره از رسیدن سیگنالهای اضافی به مخلوط کننده جلوگیری می کند. سیگنالهای اضافی سبب افزایش اعوجاج خواهند شد.
چنانچه ذکر شد مطلوب است که از رسیدن هرگونه سیگنال بزرگی و جدا از نوسان کننده محلی بر میکسر جلوگیری شود. بنابراین کنترل بهره میکسرها یا ترانس کنداکتانس تبدیل مثلاً با کنترل IEQ کافی نیست. لذا در این مدار از یک تضعیف کننده نیز استفاده می شود به شکل زیر دقت کنید.

شکل (21)
در شکل اول یک مخلوط کننده ترانزیستور دو قطبی و در شکل دوم افزایش قسمت های تضعیف به مدار نشان داده شده است.
شکل (22) یک میکسر زوج تفاضلی را نشان می دهد. اگر Q2 , Q1 واقعاً مشابه هم باشند و اگر ترانسفورماتورهای ورودی و خروجی کاملا متعادل باشند، آنگاه ولتاژ نوسان ساز در ورودی یا خروجی ترانسفورماتور ظاهر نمی شود حذف ولتاژ نوسان کننده از ورودی سبب حذف مشکل تابش می شود. به علاوه حذف مولفه بزرگ جریان نوسان ساز از خروجی سبب کاهش فشار روی ترانس IF می شود.

شکل (22)
به دلیل مشخصات متقارن زوج تفاضلی در مدار هارمونیک دوم تولید نمی شود برای حذف کاملا هارمونیک های زوج، ولتاژ نوسان کننده باید کاملا سینوسی باشد و تغییرات جریان کلکتور Q1 کوچک باشد تا در نوسان ساز هارمونیکی تولید نشود. مقادیر روی شکل اندازه گیری شده توسط RCA برای مدار زوج تفاضلی با V1 = 141 mv و ورودی تنظیم نشده، فقط سه سیگنال تداخلی (به جز فرکانس تصویر و مولفه IF) را نشان داده که آن هم 70 Db از سیگنال مطلوب کمتراند.
مخلوط کننده FET شکل بعد نمایانگر یک میکسر FET است در این حالت گیت امپدانس بالا را می توان مستقیما به مدار تنظیم شده ورودی وصل کرد. فیدبک ولتاژ نوسان کننده از طریق خازن گیت- سورس انجام می شود و حداقل می گردد اگر مقدار Ct خیلی بیشتر از CGS باشد. اگر عنصر چنان بایاس شود که پیک های نوسان ساز به علاوه سیگنال ولتاژی سبب خروج از ناحیه توان دو می شوند. اگر ولتاژ نوسان کننده کاملا سینوسی باشد آنگاه از نظر تئوری سیگنالهای تداخل (به اضافه فرکانس تصویر و فرکانس IF) نصف فرکانس IF هستند و اگر هارمونیک دوم در ولتاژ نوسان کننده موجود باشد آنگاه متناسب با هارمونیک دوم سیگنال WX وارد می شود تا وقتی که ولتاژ نوسان ساز به محدود است (این به بهای کاهش نسبی ترانس کنداکتانس تبدیل است) افزایش سطح سیگنال سبب اعوجاج در FET نمی شود. لذا AGC ورودی لازم نیست تغییر در gC با تغییر ولتاژ نوسان ساز صورت می گیرد.

شکل (23)
مدارهای مبدل نیمه هادی
اگرچه معمولاً می توان نوسان ساز و مخلوط کننده را به طور مجزا طراحی کرد تا هر یک به بهترین وجه کار کند می توان این دو کار را در یک عنصر فعلا ترکیب نمود. حاصل این ترکیب مبدل نام دارد.
شکل (24) یک جدول ترانزیستوری دو قطبی است در چنین مداری نوسان ساز را چنان طرح می کنیم که سطح تحریک مقدار x=qv1KT مطلوب برای کار مخلوط کننده را بدهد. در طرح مدار نوسان ساز بهتر است که قادر باشیم از مدار سیگنال ورودی و مدار IF خروجی صرفنظر کرده با نشان دادن اینکه افت ولتاژ دو سر این امپدانسها حاصل از جریانهای محاسبه شده واقعا ناچیزند نتایج را امتحان می کنیم.
مثل همه میکسرها باید نگران تغییر دامنه نوسان ساز در طول باند سیگنال، تعقیب مدار نوسان ساز، تداخل مخلوط کننده و اعوجاج باشیم پایداری دامنه مدار را می توان با افزایش دامنه نوسانات به انجام رساند. ولی تداخل خروجی با هارمونیک های نوسان کننده و مشکلات اضافه ولتاژ نوسان ساز در مدار IF یا ورودی همگی با کاهش دامنه نوسانات تا حداقل ممکن طراحی می شود.

شکل (24)

نتیجه:
با بحث های صورت گرفته فهمیدیم که میکسرها به عناصر غیرخطی به تقویت نیاز دارند و بنابراین طراحی میکسر از طراحی تقویت کننده های خطی مشکل تر است. اما بهترین حالت در دریافت کننده ها قرار دادن میکسرها می باشد چون اگر فرکانس ورودی یا همان RF تغییر کند با وجود میکسر احتیاجی به این نیست که فرکانس کار تقویت کننده یا فیلتر را تغییر دهیم. بلکه با تغییر فرکانس اسیلاتور محلی به راحتی می توان سیگنال موردنظر را دریافت نمود.
تزویجگر جهت دار: olirectional cowpler
نوعی وسیله موجبر که با استخراج درصد کوچک و ثابتی از انرژی جاری شونده در یک جهت، توان خروجی سیستم ریز موج را تعیین می کند. این انرژی به یک وات سنج داده می شود . با استفاده مناسب از یک یا چند ترویجگر جهت دار می توان مانع از اثر انرژی سیگنال بازتابنده روی دقت اندازه گیری شد. این وسیله نوعا قسمت کوچکی از یک موج بر است که به وسیله دو سوراخ یا دو روزنه (a perture) کوچک به فاصله ربع طول موج از هم به موجبر اصلی تزویج می شود. قسمت کوتاه دارای بار تطبیق شده در یک سر و اتصال هم محور در سر دیگر آن است. درجه تزویج موجبر اصلی با قسمت کوتاه به قطر روزنه ها بستگی دارد.

مبدل کاهشی: down converter
مبدل کاهشی مبدلی است که بسامد حاصل ورودی مدوله شده یا مدوله نشده را بر بسامد کمتری واقع در گستره تنظیم گیرنده یا تجهیزات رادیوئی تغییر دهد.
1

17