اینورتر ها انواع اینورترها و کاربردهای آن
اینورتر
اینورتر وسیله است که ولتاژ dc را به ولتاژ ac تبدیل میکند. ولتاژ خروجی می تواند تکفاز یا سه فاز باشد. در ساختار اینورترها از ادوات الکترونیک قدرت استفاده می شود. قابلیت تغییر دامنه و فرکانس ولتاژ خروجی با اعوجاج کم ، از ویژگیهای بارز اینورتر می باشد. اینورترها ساختارهای متنوعی دارند. در شکلهای 1 و 2 ساختار ساده یک اینورتر تک فاز و یک اینورتر سه فاز نشان داده شده است.
شکل 1 اینورتر تکفاز ساده
شکل 2 ساختار یک اینورتر سه فاز
کاربرد اینورترها
امروزه اینورترها کاربردهای وسیعی در صنایع مختلف پیدا کرده اند که مهم ترین آنها عبارت اند از
کنترل سرعت موتورهای القایی
استفاده در منابع تغذیه بدون وقفه (UPS)
استفاده در سیستم های انتقال AC انعطاف پذیر (FACTS)
استفاده در سیستم های انتقال (HVDC)DC
استفاده در کوره های القائی
تبدیل ولتاژ DC حاصل از منابع ولتاژ DC به ولتاژ AC جهت تزریق به شبکه ( مثل ولتاژ حاصل از سلولهای خو.رشیدی)
انواع اینورتر ها و ساختار آن
اینورتر منبع ولتاژ سه فاز
شکل 3 الف : مدار قدرت یک اینورتر منبع ولتاژ سه فاز را نشان می دهد. در اینورتر منبع ولتاژ سه فاز از شش کلید نیمه هادی با کموتا سیون خودی استفاده می شود.
از 6 دیودD1 تا D6 با اتصال به صورت موازی و معکوس با هر کلید استفاده می شود. به علت حضور دیودهای D1 تا D2 هیچ یک از کلید ها در گرایش معکوس قرار نمی گیرند. لذا می توان از ترانزیستور قدرت GTO ما سفت ویا تریستورهای اینورتری با کموتاسیون اجباری به جای s1 تا s6 استفاده نمود. از دیودهای سریع با زمان بازیابی کوچک به جای D1 تا D6 نیز استفاده می شود. برای هر زوج کلید و دیود مدار حفاظتی ضربه گیر (اسنابر) لازم است، که در شکل نشان داده نشده است.
ممکن است اینورتر به صورت شش پله ای و یا به صورت مدولاسیون پهنای پالس کار کند که در بخشهای بعدی هر دو روش مورد بررسی قرار می گیرند.
اینورتر شش پله ای
سیگنالهای کنترلی شش کلید اینورتر شکل3 الف ic1 تا ic6 در شکل3 نشان داده شده اند. پریور ولتاژ خروجی اینورتر 2 رادیان است. ( دوره تناوب T) پهنای هر سیگنال کنترلی رادیان است و سیگنالهای کنترلی با اختلاف فاز رادیان و با توالی منظم با کلیدهای اعمال می شوند در شکل3 ب دوره تناوب T به 6 فاصله زمانی مساوی تقسیم شده است. در طی هر فاصله زمانی ، کلیدها مطابق جدول 1 سیگنال کنترل دریافت می کنند
شکل3 اینورتر منبع ولتاژ سه فاز (الف: مدار قدرت ، ب: نحوه کلید زنی، ج: ولتاژ خروجی)
.
ارسال فرمان به کلید
فاصله زمانی
ارسال فرمان به کلید
فاصله زمانی
2.3.4
IV
1.5.6
I
5.4.3
V
1.2.6
II
5.4.6
VI
1.2.3
III
جدول 1
یک کلید هنگامی هدایت می کند که سیگنال فرمان دریافت کند و در گرایش مستقیم قرار گیرد و جریان بار با fبر قرار نماید. ولی اگر در گرایش معکوس قرار گیرد جریان بار به توسط دیودهای موازی با آنها برقرار می شود. در این حالت کلید در گرایش معکوس قرار می گیرد و ولتاژ معکوس دو سر کلید برابر با ولتاژ هدایتی دیود موازی با آن است . در هر حالت با حضور سیگنال کنترل کلید یا دیود موازی با آن هدایت جریان با به عهده دارند. با استفاده از اطلاعات فوق می توان شکل موج ولتاژ خط را ترسیم نمود. برای مثال در دوره I زوج کلید ـ دیود 1 و5و6 هدایت می کنند.
بنابراین سرهای C , A به ولتاژ مثبت منبع dc و سر B به ولتاژ منفی منبع dc متصل می شود. لذا ولتاژ خط در شکل3 ب نشان داده شده است. ولتاژهای خطی به ترتیب به اندازه 120 و 140 درجه نسبت به تاخیر دارند. برای یک بار با اتصال ستاره ، ولتاژهای فاز را نیز می توان بطریق فوق به دست آورد. در شکل ولتاژ فاز نیز نشان داده شده است. زوج کلیدهای (s1 , s4) ، (s3 , s6) و (s5 ,s2) سه ساق اینورتر را تشکیل می دهند. کلیدهای هر ساق به تناوب هدایت می کنند. در هر لحظه بایستی فقط یکی از کلیدها هدایت کند زیرا روشن بودن همزمان دو کلید در یک ساق به معنی اتصال کوتاه شدن منبع ولتاژ dc است و جریان اتصال کوتاه شدید از مدار عبور می کند. لذا بایستی بین خاموش شدن یک کلید در یک ساق و روشن شدن کلید دیگر در همان ساق تاخیری وجود داشته باشد.. وقوع چنین خطایی فقط بتوسط فیوزهای سریع قابل حذف است.
با توجه به نحوه کار مدار به صورت بالا شکل ولتاژ خطی و یا فازی در هر سیکل به صورت شش پله ای خواهد بود که به همین دلیل به اینورتر شش پله ای معروف است . بسط فوریه ولتاژهای و بصورت زیر است.
1
2
مقدار موثر مولفه اصلی ولتاژ برابر است با:
3
مقدار موثر ولتاژ فازی نیز برابر است با
4
ولتاژهای خط و فاز دارای مولفه های هارمونیکی یکسانی هستند تفاوت شکل موجهای خط و فاز ناشی از اختلاف فاز بین هارمونیک های مختلف هر یک با مولفه اصلی می باشد. در اینجا فقط هارمونیک های مراتب حضور دارند که n یک عدد صحیح است . هارمونیکهای مضرب سه وجود ندارند. بنابراین جریان چرخشی در اتصال مثلث بوجود نمی آید.
شکل 4-1 ب شکل موج جریان فاز استاتور را در اتصال ستاره نشان می دهد. این جریان همان جریان خروجی iA اینورتر است که در زوج های کلید ـ دیود ( S1 , S2)(D4 و S4) جاری می شود. در فاصله زمانی که کلید S1 سیگنال فرمان دریافت میکند جریان iA از طریق زوج(s1 ,D1) جاری می شود و جریان مثبت iA از s1 و جریان منفی iA از D1 عبور می کند. در فاصله هنگامیکه s4 سیگنال فرمان دریافت می کند iA از زوج (D4 و S4) عبور می کند. جریان مثبت iA و جریان منفی iA از S4 عبور می کند. در موتورهای با استاتور بصورت اتصال مثلث شکل موج جریان مشابهی برای iA بدست می آید.
معادلات 1و 2 به تربیت دامنه مولفه اصلی و هارمونیکی های ولتاژ فازی استاتور بصورت مثلت و ستاره را می دهند .
کنترل ولتاژ اینورتر شش پله ای
روشهای کنترل ولتاژ خروجی اینورتر شش پله ای به دو دسته تقسیم می شوند:
1ـ کنترل ولتاژ dc ورودی
2ـ کنترل ولتاژ ac خروجی با استفاده از چند اینورتر
کنترل ولتاژ dc ورودی
مولفه اصلی ولتاژ خروجی یک اینوتر را می توان با تغییر ولتاژ ورودی Vd کنترل نمود. هنگامیکه اینورتر با یک منبع ولتاژ dc تغذیه می شود در مواردی همچون حمل و نقل زیر زمینی (مترو) خودروهای برقی، محرکه هایی که با سلول های خورشیدی تغذیه می شوند و غیر ولتاژ dc ورودی به اینورتر با قرار دادن یک برشگر بین منبع dc و اینورتر تغییر داده می شود. مطابق آنچه که در شکل 4 الف نشان داده شده است.
شکل 4 روشهای کنترل ولتاژ در محرکه های اینورتری شش پله ای
بسته به نوع کاربرد از برشگر افزاینده و یا کاهنده استفاده می شود. برای حذف اعوجاج ولتاژ dc خروجی برشگر از یک فیلتر lc ما بین برشگر و اینورتر استفاده می شودو فیلتر مزبور از تداخل آثار ولتاژ خروجی برشگر به ورودی اینورتر و جریان ورودی اینورتر به خروجی برشگر جلوگیری به عمل می آورد.
زمانی که منبع از نوع ac است. تغییر ولتاژ ورودی اینورتر با طرحهایی همچون شکل های 4 -ب و 4 -ج حاصل می شود . در شکل 4 ب ولتاژ متغییر dc از یک سو کننده قابل کنترل بدست می آید. از اشکالات اساسی این روش وجود هارمونیک های فرکانس پائین در ولتاژ خروجی یکسو کننده و جریان منبع و ضریب قدرت کم یک سو کننده در ولتاژهای خروجی کم می باشد.
دراین طرحها نیز در خروجی یکسو کننده از فیلتر استفاده می شود بدلیل وجود هارمونیک های فرکانس پائین در ولتاژ خروجی یک سو کننده خازن فیلتر در این طرح خیلی بزرگتر از خازن فیلتر طرح شکل 4- الف است . یک خازن بزرگ سبب کند شدن پاسخ گذاری محرکه می شود. اگر یک سو کننده دارای هرزه گرد کنترل شده باشد، می توان ضریب قدرت را بهبود و اندازه فیلتر را نیز کاهش داد. در صورتی که از یک سو کننده کنترل شده با مدولاسیون پهنای پالس استفاده شود. می توان ضریب قدرت را باز هم بهتر و اندازه فیلتر را نیز کوچکتر نمود.
اشکالات طرح شکل 4- ب را که هم اکنون به اشاره شد می توان با استفاده طرح شکل 4- ج ، که در آن یک پل دیودی و یک برشگر به کار رفته شده اند، حذف نمود. ضریب قدرت مولفه اصلی مدار در تمام شرایط کاری برابر واحد باقی می ماند و پاسخ سریع سیستم نیز به وجود می آید. در کاربردهای چند اینورتری، می توان از یک پل دیودی مشترک نیز استفاده نمود با این حال مشکلات این طرح ناشی از استفاده از یک مبدل قدرت اضافی می باشد.
زمانی که عمل فیلتری به صورت ایده آن انجام شود شکل موج ولتاژ خروجی اینورتر ، با یک تغییر دردامنه اش ، عوض نمی شود. بنابراین ، در این جا نیز می توان از معادلات (1) و(2 ) برای هر مقدار ولت ولتاژ خروجی اینوررتر استفاده نمود . در عمل ، در فرکانسهای پایین اثر فیلتر خیلی کم می شود واین به علت هارمونیکهای فرکانس پایین در جریان ورودی اینورتر در تمام طرحهای شکل 4 و محتویات بزرگ هارمونیکی در ولتاژ خروجی یک سو کننده ، در شکل 4 ب می باشد
کنترل ولتاژ ac خروجی با استفاده از چند اینورتر
با جمع کردن ولتاژهای خروجی دو اینورتر شش پله ای که سیگنالهای کنترلی آنها با هم اختلاف فاز دارند می توان مولفه اصلی ولتاژ خروجی را تغییر داد. اگر اختلاف فاز بین سیگنالهای باشد، آنگاه اختلاف فاز ولتاژهای خروجی اینورترها خواهد بود. با کنترل از صفر تا 180 درجه می توان مولفه اصلی ولتاژ خروجی را از بیشترین مقدا تا صفر تغییر داد .
ولتاژ منتجه همان هارمونیکهای مشابه به حالت تک اینورتری را دارد. اما با کاهش مولفه اصلی نسبت آنها سریعاً افزایش می یابد. بنابراین حوزه سرعت به 25 تا 30 درصد سرعت مبنا محدود می شود. چون اینورتر ها می توانند با یک پل دیودی مشترک کار کنند، لذا ضریب قدرت ورودی بزرگ و پاسخ گذران سریع است.
اینورتر PWM
مشکلات اینورتر شش پله ای با استفاده از اینورتر PWM بر طرف شده است شکل 5 اینو رتر PWM را نشان می دهد. در اینورترهای PWM می توان ولتاژ ac خروجی را کنترل نمود. لذا می توان آنرا با ولتاژ dc ثابت تغذیه نمود. زمانی که منبع ولتاژ از نوع dc است، از طرح شکل 5- الف استفاده می شود. زمانی که منبع ولتاژ از نوع ac است. اینورتر از یک پل دیودی مشابه آنچه در شکل 5 نشان داده شده است و در آن ضریب قدرت مولفه اصلی یک می باشد، استفاده می شود. بدلیل کوچک بودن محتویات هارمونیکی ولتاژ خروجی یک سو کننده جریان ورودی اینورتر اندازه عناصر فیلتر کوچک است ودر نتیجه پاسخ گذاری مبدل سریع می باشد.
برای ایجاد مدالاسیون پهنای پالس روشهای مختلفی وجود دارد. برای مثال می توان از PWM سینوسی PWM با نمونه برداری یکنواخت و روشهای PWM بهینه و غیره نام برد. روشهای PWM سینوسی و یک نواختی با مدارهای آنالوگ قابل پیاده سازی هستند ولی روشهای PWM بهینه به جز طراحی که در مرجع به آن اشاره شده است نیاز به کنترل میکروپروسسوری دارند. در تمام این طرحهای آرایش مدار قدرت همانند شکل 3 الف هستند.
شکل5 محرکه های اینورتری pwm
مدولاسیون پهنای پالس سینوسی
سه ولتاژ مرجع با دامنه متغییر A در سه مقایسه کننده در یک موج حامل مثلثی شکل با دامنه A مقایسه می شوند به همان صورت که در شکل 6- الف نشان داده شده است. خروجی ها مقایسه کننده های 1.2.3 سیگنالهای کنترلی هستند که به ترتیب به سه ساق اینورتر که از جفت کلیدهای تشکیل می شوند، اعمال می شوند کار جفت کلید در نظر بگیرید. این کلیدها ولتاژ فاز Aدر یک ماشین که به اینورتر متصل شده است را کنترل می کنند ولتاژ فاز A نسبت به سر وسط منبع تغذیه dc یعنی O تعیین می شود مطابق شکل 6 ب موج مرجع Va با ولتاژ حامل Vtدرمقایسه کننده 1 مقایسه می شود. سیگنال فرمان در لحظاتی که ولتاژ Va از Vt بزرگتر باشد به کلید S1 و در لحظاتی که Va از Vt کوچکتر باشد به کلید S4 اعمال می شود. شکل موج حاصل VAO برای نصف پریود در شکل نشان داده شده است.
شکل موجهای شکل 6 ب برای حالتی رسم شده اند که یک سیکل موج مرجع متناظر با 12 سیکل موج مثلثی است . به روش مشابه ، ولتاژهای Vbo و Vco را به ترتیب با در نظر گرفتن وضعیت وضعیت و جفتهای بدست می آید . روش فوق را PWM سینوسی می نامند چونکه پهنای پالس یک تابع سینوسی از وضعیت زاویه پالس در سیکل است. به این مدولاسیون ، مدولاسیون مثلثی یا PWM با نمونه برداری طبیعی نیز اطلاق می شود. ولتاژ خط Vab با تفریق Vbo از VAO بدست می آید. به طریق مشابه می توان VBc و VCA را به دست آورد.
در شکل 7 ایجاد شکل موجهای ولتاژهای خط در حالتی که هر سیکل موج مرجع شامل شش سیکل مثلثی است، نشان داده شده است.
شکل6 اصول مدولاسیون پهنای پالس سینوسی
نسبت دامنه موج مرجع به موج حامل m که شاخص مدولاسیون نامیده می شود ، به صورت زیر است:
5
مقدار موثر مولفه اصلی در شکل موج VAO بصورت زیر داده می شود
6
بنابراین با افزایش m مقدار موثر مولفه اصلی بطور خطی افزایش می یابد . در m=2 دامنه ولتاژ مرجع با ولتاژ حامل برابر می شود. اگر m>1 تعداد پالسهای VAO کمتر می شود و مدولاسیون از حالت PWM سینوسی خارج می شود.
شکل موج VAO شامل هارمونیک های مضرب فرد فرمانس حامل Fc است ( یعنی غیره ) هارمونیک هایی که مضارب زوج Fc هستند صفرند. شکل موج همچنین حاوی هارمونیک های جانبی در اطراف فرکانس مرکزی Fc می باشند که فرکانس انها به صورت زیر است.
7
که Fh و F به ترتیب فرکانس های مولفه های جانبی فرکانس موج مرجع بر حسب Hz هستند. K , k اعداد صحیح هستند و K+k همواره یک عدد فرد است. هارمونیکها و مولفه های جانبی در جدول2 فهرست شده اند. حوزه هایی که در اطراف فرکانس موج حامل و مضارب فرد آن قرار دارند شامل مولفه های جانبی بالاتر و پایین با دامنه یکسان هستند که با مضارب روج فرکانس مرجع از هم جدا می باشند. حوزه هایی که در اطراف مضارب زوج فرکانس موج حامل هستند شامل مولفه های جانبی بالاتر و پایین تر هستند که با مضارب فرد فرکانس مرجع از هم جدا می باشند. با افزایش فاصله از مرکز حوزه دامنه های هارمونیکهای داخل حوزه فرکانسی به سرعت کاهش می یابند. همچنین پهنای یک حوزه با افزایش شاخص مدولاسیون افزایش مییابد.
شکل 7 مدولاسیون پهنای پالس سینوسی
هارمونیکها
ـــ
مولفه های جانبی
هارمونیکی
غیره
غیره
غیره
جدول 2
اینورتر منبع ولتاژ فرکانس متغییر
یک از کاربرد های مهم اینورترها در کنترل ماشینهای القایی می باشد.
بجز حالت مربوط به کنترل با شرط حداقل تلفات ، معیار کنترل ماشینهای القائی بر اساس شار تقریباً ثابت تا سرعت مبنا و ولتاژ تغذیه ثابت در بالاتر از سرعت مبنا می باشد. تا سرعت مبنا با حداکثر جریان مجاز استاتور عملکرد بصورت گشتاور ثابت و از سرعت بحرانی عملکرد بصورت قدرت ثابت می باشد. در ناحیه گشتاور ثابت، سرعت لغزش ثابت نگه داشته می شود. درناحیه قدرت ثابت، سرعت لغزش بطور خطی با فرکانس افزایش می یابد و در سرعت بحرانی به مقدار مربوط به نقطه شکست می رسد. در سرعتهای بالاتر از کار در سرعت لغزش مربوط به نقطه شکست و با جریان استاتور و قدرت کاهش یافته انجام می شود.
جریان نامی اینورتر بنحوی انتخاب می شود که با جریانهای گذاری نامی موتور تطبیق داشته باشد. برای پاسخ گذاری سریع ، جریان موتور می تواند از مقدار نامی تجاوز کند. جریان موتور می تواند مقداری بین جریان نامی و جریان مربوط به نقطه گشتاور فرار باشد. جریان نامی اینورتر با حداکثر جریان موتور برابر انتخاب می شود. در صورتی که به پاسخ گذاری سریع نیاز نباشد. جریان نامی اینورتر برابر با جریان نامی موتور انتخاب می شود. در اینصورت در هزینه اینورتر و یکسو کننده کنترل شده وابسته به آن صرفه جویی قابل ملاحظه ای می شود. همانند حالت محرکه های dc یک حلقه کنترل جریان ، تنها اجازه افزایش گذاری موتور تا مقدار نامی جریان نامی اینورتر را می دهد. در صورتی که جریان گذار بیش از جریان نامی موتور بشود ، حلقه کنترل جریان نمی تواند حفاظتی در برابر اضافه بارها ایجاد کند. در این مورد همراه با حلقه کنترل جریان از برخی از انواع حفاظت اضافه جریان با زمان معکوس استفاده می شود. کنترل جریان ممکن است شامل یک کنترل کننده حد جریان یا شامل حلقه کنترل جریان داخلی باشد.
کنترل جریان ممکن است بصورت غیر مستقیم با کنترل سرعت لغزش نیز اجرا شود در یک شار ثابت ، مقدار سرعت لغزش موتور برای جریان مشخص استاتور ثابت است بنابراین در ناحیه گشتاور ثابت ، حداکثر مقدار جریان به طور غیر مستقیم با اعمال محدودیت روی سرعت لغزش، کنترل می شود در ناحیه قدرت ثابت ، سرعت لغزش برای یک جریان معین موتور بطور خطی با فرکانس تغییر می کندو بنابراین با محدود نمودن سرعت لغزش به یک حد مشخص ، حداکثر جریان کنترل می شود. اگر کار در سرعتهای بالاتر از سرعت بحرانی لازم باشد، درآن صورت محرکه می تواند در یک سرعت لغزش ثابت که کمی کوچکتر از سرعت لغزش نقطه شکست می باشد کار می کند.
در این حالت جریان استاتور نیز از مقدار مجاز پایین تر است.
برای آنکه ماشین در یک ضریب قدرت خوب ، نسبت بالای گشتاور به جریان ور اندمان بالا کار کند، لازم است که محرکه در سرعت لغزشی کار کند که از سرعت لغزش نقطه شکست کوچکتر باشد، هم در حالت کار موتوری و هم در حالت کار ژنراتوری . با این کار از افزایش ناگهانی سرعت موتور در حالت ترمز ژنراتوری در مقابل یک گشتاور بار فعال نیز جلوگیری به عمل می آید.
چندین طرح برای محرکه های اینورتر ولتاژ وجود دارد. اختلاف این طرح به نوع اینورتر ( شش پله یا PWM )، نوع ترمز ( ژنراتوری یا دینامیک) و نوع کنترل جریان (کنترل مستقیم جریان یا کنترل سرعت لغزش )بستگی دارد . در اینجا چند روش که در آنها از اینورتر PWM استفاده میشود مطرح میشوند. این روشها بسادگی به اینورتر شش پلهای نیز میتوانند تعمیم داده شوند .
در شکل8 یک محرکه فرکانس متغیر حلقه باز با کنترل حد جریان و ترمز دینامکی نشان داده میشود . سیگنال فرمان سرعت فرکانس اینورتری f را تعیین میکند. از فرکانس اینورتر ،ولتاژاینورتر حاصل می شود. در این صورت ماشین تا سرعت مبنا در یک شار تقریباً ثابت کار خواهد نمود. در سرعت مبنا ولتاژ تغذیه موتور به مقدار نامی می رسد. در نتیجه د بالاتر از سرعت مبنا موتور با یک ولتاژ تغذیه ثابت کار می کند. مقدار ثابت در رابطه فوق به گونه ای انتخاب می شود که شار نامی در سرعت صفر ایجاد می شود و ثابت K نیز بنحوی انتخاب می شود که ولتاژ در سرعت مبنا به مقدار نامی برسد.
کنترل کننده حد جریان از افزایش غیر مجاز جریان موتور جلوگیری بعمل می آورد. جریان استاتور بتوسط یک ترانسفورمر جریان سه فاز و یک پل دیودی سه فاز اندازه گیری و بر آورد می شود. مادامیکه کمتر از مقدار مجاز است خروجی محدود کننده جریان صفر است که در نتیجه m بر اساس سیگنال V1 تنظیم می شود. به محض آنکه از مقدار مجاز عبور کند، خروجی محدود کننده جریان ، مقدار m را کاهش می دهد و تقلیل می یابد. بنابراین جریان در حول و حوش یک مقدار حداکثر کار می کند تا آنکه سرعت به مقداری برسد که جریان استاتور متناظر با آن زیر حد مجاز قرار بگیرد.
شکل 8 محرکه اینورتر PWM حلقه باز با فرکانس متغیر و ترمز دینامیکی
در مواردیکه مدار تاخیر دهنده وجود نداشته باشد، یک تغییر پله ای در سیگنال فرمان سرعت سبب می شود که لغزش موتور از مقدار متناظر با نقطه شکست بیشتر شود در نتیجه جریان موتور تمایل به افزایش به مقداری بیش از جریان نامی دارد، ولی واحد کنترل کننده حد جریان از افزایش آن جلوگیری می کند. ولتاژ تغذیه موتور کاهش می یابد. و نتیجتاً گشتاور موتور نیز کم می شود. این امر ممکن است منجر به انتقال نقطه کار موتور به ناحیه ناپایدار شود و موتور بایستد به همین ترتیب با کاهش پله ای سیگنال فرمان سرعت این امکان وجود دارد که حالت ترمزی در لغزشی بیش از لغزش متناظر با گشتاور شکست رخ دهد، که منجر به افزایش ناگهانی سرعت موتور بشود. بنابراین لازم است که سیگنال فرمان سرعت از طریق مدار تاخیر دهنده اعمال شود. پس فرکانس اینورتر بطور آرام تغییر می کند و سرعت موتور هم تغییرات فرکانس را دنبال می کند. نتیجتاً لغزش از مقدار لغزش نقطه شکست عبور نمی کند. با این حال مدار تاخیر دهنده سبب کند شدن پاسخ گذرای محرکه خواهد شد. کاهش سیگنال سرعت در حالت دائمی باعث می شود که محرکه در حالت ترمز دینامیکی قرار گیرد. در این حالت از GTO سری شده با مقاومت دینامیک استفاده می شود. در شرایطی که ولتاژخازن بین حداقل و حداکثر ( از قبل تعیین شده ) قرار گیرد GTO هدایت می نماید. با این عمل محرکه در حالت ترمز دینامیکی قرار میگیرد و سرعت محرکه تقلیل می یابد. در شرایطی که سرعت محرکه معادل سرعت مرجع ( کاهش یافته ) گردید، محرکه از حالت ترمزی به حالت موتوری منتقل می شودو در نتیجه GTO نیز خود به خود از مدار خارج می شود.
تغییرات ولتاژ منبعac ورودی و همچنین افت ولتاژ پل دیودی ، فیلتر و اینورتر ، باعث می شوند که ولتاژ ورودی به موتور تغییر نماید. در نتیجه شار تغییر می نماید. و نهایتاً رگولاسیون سرعت نیز افزایش می یابد. مشکلات فوق با استفاده از حلقه کنترل ولتاژ ورودی بر طرف می گردد.
در شرایطی که رگولاسیون سرعت مناسب در روش کنترل حلقه باز بدست نمی آید، از کنترل سرعت حلقه بسته استفاده می شود. روش فوق در شکل 8 نشان داده شده است. در این روش از اینورتر PWM کنترل حد جریان و ترمز دینامیکی استفاده شده است.
سیگنال خطای سرعت ناشی از اختلاف سرعت مرجع و سرعت واقعی به کنترل کننده Pi اعمال می شود. فرکانس اینورتر به گونه ای تنظیم می شود که سرعت واقعی معادل سرعت مرجع باشد. سیگنال V1 از f ایجاد می شود ولتاژ V1 سیگنال مرجع حلقه کنترل ولتاژ موتور را ایجاد می نماید تا هر تغییری که در ولتاژ تغذیه موتور ایجاد می گردد توسط تنظیم نهایی m جبران شود. در سرعتهای بالاتر از سرعت نامی یا اشباع مواجه می شود. درنتیجه موتور در شرایط ولتاژ ثابت عمل می نمایدو لذا با حضور حلقه کنترل و لتاژ تغذیه موتور ناشی ااز افت ولتاژ ac، فیلتر ، مبدل و .. جبران می گردد. برای حذف آثار نویز و حذف خطای حالت دائمی از حالت کنترل کننده PIاستفاده می شود.
محدود کننده جریان ضمن محدود نمودن جریان شرایطی را ایجاد می نماید که فرکانس اینورتر، سرعت موتور را دنبال نماید. لذا لغزش همواره از لغزش متناظر با گشتاور شکستک کوچکتر است . هر افزایشی در سیگنال مرجع سرعت محدود کننده جریان را فعال می نماید. در نتیجه افزایش فرکانس به آرامی صورت می پذیرد موتور با حداکثر جریان گشتاور مجاز شتابگیری می نماید. وقتی که سرعت موتور به سرعت مرجع نزدیک گردید، محدود کننده جریان از مدار خارج می گردد و موتور در گشتاور معادل بار و سرعت مورد نظر قرار میگیرد. به طریق مشابه، محرکه با دریافت سیگنال کاهش سرعت ، توسط محدود کننده جریان با حداکثر جریان و گشتاور ترمزی کاهش سرعت می دهد در این شرایط فرکانس اینورتر خروجی محدود کننده جریان معکوس می شود و وقتی که سرعت موتور به سرعت مورد نظر نزدیک شد. کنترل کننده جریان از مدار خارج می شود وکار محرکه به حالت موتوری ( در سرعت پائین ) منتقل می شود.
پاسخ دینامیکی محرکه سریع است زیرا توسط محدود کننده جریان ، سیگنال خطای سرعت برای داشتن حداکثر گشتاور اصلاح می شود. محدود کننده جریان ، پایداری عملکرد محرکه را به سبب محدودیت بر روی سرعت لغزش تضمین می نماید.
شکل 9 روش دیگر کنترل حلقه بسته را نشان می دهد. در این روش به طور مستقیم و جریان به طور غیر مستقیم کنترل می شوند.
شکل 9 کنترل حلقه بسته یک محرکه اینورتری PWM کنترل شده با سرعت لغزش
سیگنال خطای سرعت به کنترل کننده PI و از آن نیز به تنظیم کننده سرعت لغزش اعمال می شود . خروجی تنظیم کننده سرعت لغزش ، سیگنال مرجع را تنظیم می نماید. حداکثر به نحوی محدود می شود که جریان مجاز اینورتر محدود گردد.. سرعت سنکرون نیز توسط جمع کننده ای که دارای دو ورودی و است بدست می آید. با استفاده از فرکانس اینورتر مشخص می شود، با استفاده از فرکانس اینورتر () سیگنال مرجع سرعت توسط بلوک کنترل شار ایجاد می شود. این امر باعث می شود. که موتور در شار ثابت تا سرعت نامی و در ولتاژ ثابت در بالاتر از سرعت نامی مورد بهره برداری قرار گیرد.
یک افزایش پله ای در سیگنال فرمان سرعت باعث می شود که سیگنال خطای سرعت مثبتی ایجاد شود. لذا سرعت لغزش در حداکثر تنظیم می شود و محرکه با حداکثر جریان اینورتر شتاب گیری می نماید. حداکثر گشتاور تا زمانی که سیگنال خطای سرعت به مقدار کوچکی تقلیل یابد اعمال می گردد. نهایتاً محرکه در سرعت لغزشی که گشتاور موتوری و بار یکسان هستند قرار می گیرد. یک کاهش پله ای در سیگنال فرمان سرعت ، سیگنال خطای سرعت منفی ایجاد می نماید. لذا سرعت لغزش در حداکثر ( منفی ) تنظیم می گردد و محرکه در حداکثر جریان اینورتری و حداکثر گشتاور ترمزی در حالت ترمز ژنراتوری قرار میگیرد. این عمل تا زمانی ادامه می یابد که سیگنال خطای سرعت کوچک می گردد. در این حالت مجدداً محرکه در حالت موتوری قرار می گیرد و موتور در سرعت جدیدی که گشتاور موتوری و بار یکسان است دوران می کند.
محرکه فوق دارای سرعت پاسخ دینامیکی بالایی است زیرا سیگنال خطای سرعت . باعث ایجاد حداکثر گشتاور می گردد. کنترل مستقیم سرعت لغزش باعث می گردد که محرکه که درتمامی شرایط در حالت پایدار عمل نماید. مشخصه دینامیکی محرکه مزبور تا اندازه ای بهتر از مشخصه دینامیکی محرکه شکل 8 است. در این آرایش از مدارهایی پر هزینه نمونه برداری جریان نیز استفاده نشده است.
جهت عملکرد مناسب در سرعتهای بالاتر از سرعت نامی ، لازم است حد سرعت لغزش با افزایش سرعت به طور خطی افزایش یابد تا به حالت شکست نزدیک شود این امر با جمع نمودن خروجی تنظیم کننده سرعت لغزش با سیگنال سرعت لغزش اضافی که متناسب با فرکانس و با علامت مناسب است بدست می آید. در فرکانسهای بالاتر از فرکانس مربوط به گشتاور شکست، سرعت لغزش در نزدیکی مقدار شکست آن ثابت نگاه داشته می شود.
شکل10 حلقه کنترلی را نشان می دهد که به منظور حداقل سازی تلفات از آن استفاده می شود. در صورتیکه از اشباع مغناطیسی موتور صرف نظر می شود، راندمان موتور زمانی حداکثر است که سرعت لغزش با تغییر سرعت مطابق شکل فوق تغییر نماید. ولی اگر از تغذیه غیر سینوسی نظیر اینورتر استفاده شود بایستی تلفات ناشی از حضور هارمونیک های تغذیه نیز در نظر گرفته شود. تلفات هارمونیکی به ولتاژ تغذیه بستگی دارد ( نظیر تلفات هسته ) که باعث افزایش تلفات می گردند. لذا عملکرد بهینه با منابع غیر سینوسی در ولتاژهای کمتری نسبت به حالت سینوسی ایجاد می شود. در سرعت مورد نظر ، مقدار بهینه سرعت لغزش در حالت ترمزی ، کمی نسبت به حالت موتوری متفاوت خواهد بود . در طرح شکل 4-8 مقدار بهینه سرعت لغزش در هر دو حالت یکسان در نظر گرفته شده است.
ولی در شرایطی که اختلاف این دو مقدار زیاد باشد ممکن است از دو ژنراتور تابع استفاده شود. طرح 10 بصورت زیر کار می کند.
شکل 10 محرکه اینورتری PWM فرکانس متغیر همراه با ترمز ژنراتوری و کنترل به روش حداقل تلفات
اینورترهای چند طبقه و چند سطحی
از انجا که ممکن است اندازه ولتاژ خروجی اینورتر در برخی کاربرد ها کافی نباشد لذا بایستی اندازه ولتاژ خروجی به اندازه کافی افزایش یابد. یکی از روشهای افزایش ولتاژ خروجی ، استفاده از اینورترهای چند طبقه می باشد. در این روش چند اینورتر را با هم سری می کنند. ولتاژ خروجی اینورتر برابر مجموع ولتاژ هر یک از طبقات خواهد بود. در شکل 11 ساختار اینورترهای چند طبقه نشان داده شده است.
یکی از عللی که سبب شده به طور گسترده از اینورترهای چند سطحی استفاده شود اینست که پارامتر dV / dt برای موتورهایی که با اینورترها تغذیه می شوند بسیار مهم است. خرابی های زیادی در اثر زیاد بودن این پارامتر برای موتورها گزارش شده است. معمولا استفاده از اینورترهای دو یا سه سطحی به عنوان مبدل برای موتورهایی که ولتاژ نامی بالا دارند سبب تولید dV / dt بالا می شود. در ضمن استفاده از تکنیک استفاده از اینورترهای چندسطحی با تکنیک شکل موج پله ای با هارمونیک بهینه شده سبب پایین آمدن dV / dt و حل این گونه مشکلات شده است.
یکی از ساختار های رایج این نوع اینورترها ، اینورتر چند سطحی با استفاده از اینورترهای طبقه ای با منابع DC مجزا می باشد. این نوع اینورترها از ترکیب سری اینورترهای تمام پل با منابع DC مجزا SDCSs )) تشکیل شده اند. بنابراین شکل موج خروجی آنها، حاصل جمع شکل موج های حاصل از هر اینورتر تمام پل خواهد شد. این نوع ساختار سبب مزایای زیر این نوع اینورتر خواهد شد.
* بدلیل طبقه ای بودن آنها، امکان حمل آنها راحت تر خواهد شد
* کم یا اضافه کردن طبقات به راحتی امکان پذیر خواهد بود
* ساختار ساده ای دارند
* در مقایسه با دو نوع دیگر رایج از تعداد تجهیزات کمتری برای تولید شکل موج یکسان، استفاده می کند
اینورتر چند سطحی با اینورتر طبقه ای به صورت SDCSs ولتاژ مطلوب را از ، چندین منبع مستقل ولتاژ dcایجاد می کند که ممکن است از ، باطریها ویا پیل سوختی ، یا سلول خورشیدی بدست آید. این آرایش اخیرا خیلی در منابع قدرت ac وکاربردهای محرکه سرعت قابل تغییر، عمومی شده است. این اینورترجدید فاقد دیود مهار شده و خازن های متعادل کننده است.
شکل 11
برای یک اینورتر سه طبقه ولتاژ خروجی اینورتر و ولتاژ طبقات اول و دوم و سوم اینورتر ازای شاخص مدولاسیون مشخص در شکل 12 ارائه شده است
شکل 12
ساختار های رایج برای اینورترهای چند سطحی
اینورتر چند سطحی خازن شناور
اینورتر چند سطحی طبقه ای با منابع DC مجزا
اینورتر چند سطحی دیود مهار شده
تلفات در اینورترها
معمولا بخش عمده هزینه اینورتر توسط کلیدهای قدرت استفاده شده در ساختمان آن تعیین می گردد. در صورت طراحی سیستم خنک کننده مناسبی برای اینورتر، می توان از کلیدهای کوچکتری استفاده کرد که این امر سبب کاهش هزینه نهائی اینورتر می گردد. در اینورترها محاسبه دقیق تلفات نیمه هادی برای طراحی سیستمی مطمئن – که از کوچکترین کلیدهای قدرت ممکن استفاده می کند – امری بسیار مهم است.
در صورت استفاده از الگوی کلیدزنی PWM برای کنترل اینورتر، کلیدهای قدرت معمولا با فرکانس زیادی روشن و خاموش می شوند و جریان های دیود و ترانزیستورها بسیار پیچیده می باشد.
تلفات توان در اینورترها را می توان توسط تحلیل مستقیم شکل موج های جریان کلیدها، مدل سازی کامپیوتری، محاسبات ریاضی و… محاسبه کرد و روش های متعددی برای این کار ارائه شده است که عموما مبتنی بر تحلیل ریاضی شکل موج جریان در کلیدهای قدرت است استفاده از معادلات ریاضی برای محاسبه تلفات معمولا با تقریب هایی همراه است.
شکل 13 مسیر عبور جریان در هر فاز یک اینورتر سه فاز را نشان می دهد. حالت های مختلف کلیدزنی در جدول 3 آورده شده اند.
جدول 3 حالت های مختلف کلیدزنی هرفاز یک اینورتر سه فاز
سمبل کلیدزنی
چگونگی کلیدزنی
S1
S2
P
روشن
خاموش
N
خاموش
روشن
شکل 13 مسیر عبور جریان در هر فاز یک اینورتر سه فاز
تلفات نیمه هادی در یک اینورتر از تلفات هدایتی (Conduction Losses) و تلفات کلیدزنی (Switching Losses) تشکیل شده است. تلفات هدایتی از ایده ال نبودن مشخصه ولتاژ – جریان کلیدهای قدرت (دیود و IGBT) ناشی می شود و تلفات کلیدزنی به علت تغییرات شدید جریان و ولتاژ هر کلید در لحظات کلیدزنی بوجود می آید.
.
شکل 14
اینورتر را می توان بصورت یک بلوک نشان داد که در آن ممکن است براساس چگونگی عملکرد اینورتر، کمیات ac و dc مختلف را به عنوان ورودی یا خروجی در نظر گرفت. پس می توان براساس ورودیها و خروجی های تعریف شده تابع تبدیلی برای اینورتر در نظر گرفت. با توجه به استراتژی کنترل انتخاب شده، تابع تبدیل از چند تابع کلیدزنی تشکیل شده است که هر تابع کلیدزنی رابطه بین متغیرهای ورودی و خروجی را نشان می دهد. در حقیقت تابع تبدیل بدست آمده را می توان برای محاسبه متغیرهای وابسته (dependent Variables) از روی متغیرهای مستقل (independent Variables) مورد استفاده قرار داد. مثلا ولتاژ خروجی اینورتر یک متغیر وابسته است که می توان آنرا با در نظر گرفتن تابع تبدیل، براساس ولتاژ ورودی – که یک متغیر مستقل است – حساب کرد
مدل سازی و شبیه سازی اینورترها
روش های متعددی برای مدل سازی کامپیوتری اینورترها ارائه گردیده است . معمولا مدل سازی دقیق کامپیوتری اینورترهای PWM توسط نرم افزارهای Pspice، MATLAB و… صورت می گیرد. استفاده از نرم افزار Pspice برای مدل سازی مبدل های الکترونیک قدرت با معضلات عمده همراه است:
• معمولا مدل Pspice همه کلیدهای قدرت در دسترس نیست و بنابراین امکان شبیه سازی دقیق اینورترهای PWM توسط این نرم افزار وجود ندارد.
• شبیه سازی مبدل های قدرت توسط این نرم افزار، معمولا با مشکلاتی نظیر سرعت اجرای پایین، حجم بالای داده خروجی، عدم همگرایی پاسخ و… همراه است
از طرفی محاسبه معادلات حالت اینورترهای قدرت برای هر توپولوژی خاص کاری خسته کننده و زمانبر می باشد و به همین دلیل امکان شبیه سازی مستقیم معادلات حالت این مبدل ها توسط نرم افزارهای محاسباتی مثل MATLAB هم زیاد مطلوب نیست.
32
1