دانشگاه آزاد اسلامی واحد نجف آباد
موضوع :
اینورتر
گردآورنده :
میلاد علی زاده
شماره شناسایی: 39007424
رشته : برق قدرت
استاد راهنما : جناب آقای دکتر دانشور
پائیز 93
عنوان
صفحه
مقدمه
1
اینورتر
4
اینورتر نیمه پل تکفاز
5
اینورترها ی پل تک فاز
10
اینورترهای سه فاز
12
کنترل ولتاژ اینورترهای تک فاز
17
مدولاسیون پهنای پالس منفرد
18
مدولاسیون پهنای پالس چند گانه
19
مدولاسیون پهنای پالس سینوسی
20
کنترل ولتاژ اینورترهای سه فاز
23
روشهای مدولاسیون پیشرفته
23
مدولاسیون ذوزنقه ای
22
مدولاسیون پلکانی
23
مدولاسیون پله ای
24
اینورترهای منبع جریانی
24
رگولاتور در وضعیت کلیدزنی
27
رگولاتور ها
28
رگولاتورهای کاهنده BUCK
29
رگولاتور افزاینده
34
رگولاتور کاهنده-افزاینده (buck boost)
40
معرفی اینورتر منبع امپدانسی
45
شبیه سازی با نرم افزار مطلب و نتایج آزمایش
51
مقدمه:
سالهاست که نیاز به کنترل توان الکتریکی سیستمهای گرداننده ی موتور الکتریکی و کنترل صنعتی وجود داشته است . این نیاز به توسعه سیستم وارد_لئونارد منجرگشت تا ولتاژ dc متغیری برای کنترل گرداننده های موتورذهای dcبه دست آید.
الکترونیک قدرت ترکیبی از قدرت الکترونیک و کنترل است . کنترل به برسی مشخصه های دینامیک و حالت پایدار سیستمهای با حلقه بسته می پردازد قدرت وسایل استاتیک وگردننده را که در تولید انتقال وتوزیع توان الکتریکی به کار گرفته میشود بررسی میکند که برای بدست آوردن هدفهای کنترلی مطلوب مورد استفاده قرار می گیرد . الکترونیک قدرت را میتوان به صورت الکترونیک حالت جامد در کنترل و تبدل توان الکتریکی نیز تعریف کرد .
الکترونیک قدرت بر اساس خاصیت کلید زنی عناصر نیمه هادی قدرت پایه گذاری شده است بایشرفت تکنولوژی نیمه هادی های قدرت قابلیت کار با توان و سرعت کلید زنی وسائل قدرت بطور قابل ملاحظه ای بهبود یافته است پیشرفت در تکنولوژی میکروپروسورها تاثیر زیادی در کنترل و ایجاد روشهای کنترلی برای عناصر نیمه هادی قدرت داشته است وسائل مدرن الکترونیک قدرت از (1) نیمه هادیهای قدرت میتوانند به ماهیچه تعبیر شود (2) میکرو الکترونیک که مشابه قدرت واستعداد مغز می باشد استفاده میکنند .
امروزه الکترونیک قدرت جای مهمی در محصولات توان بالای گوناگونی بکار گرفته مشود به عنوان نمونه میتوان از کنترل کننده های دما کنترل کنندهای روشنای کنترل کننده های موتور منابع تغذیه سیستمهای propulsion خودروها وسیستمهای ولتاژ بالای با جریان مستقیم (HVDC نام برد تعیین محدودهای برای کاربردهای الکترونیک قدرت دشوار است به خصوص که باروند فعلی توسعه عناصر قدرت ومیکروپروسسها نمی توان مرز نهایی آن را مشخص کرد.
تاریخچه الکترونیک قدرت:
آغاز تاریخ الکترونیک قدرت به ساخت یکسو کننده های کمانی جیوهای در سال 1900 بر میگردد سپس یکسو کننده تانک فلزی یکسو کننده لامپ خلاء کنترل شونده با Gradسیستم جرقه فنو ترون تیروترون کم کم مطرح شدند این وسایل تا سال 1950 در کنترل س بکار گرفته شدنددر سال 1948 اولین انقلاب الکترونیک ی با اختراع ترانزیستور سیس در آزمایشگاه های تلفن بل توسط باردین.براتین وشالکی به وقوع پیوست بیشتر تکنولوی الکترونیک ی پیشرفته امروزی نتیجه آن اختراع است .
با گذشت سالها میکروالکترونیک مدرن از نیمه هادی های سیس تکامل پیدا کرد اختراع بزرگ بعدی که در سال 1956 در آزمایشگاه های تلفن بل انجام شد ترانزیستور قابل تحریک PNPN بود که ترانزیستور یا یکسوکننده کنترل شونده سیس SCR نام گرفت.
دومین انقلاب الکترونیکی در سال 1958 با ساخت ترانزیستور های تجارتی شرکت جنرال الکتریک صورت گرفت ودور جدید در الکترونیک قدرت آغاز شد از آن موقع انواع مختلف از وسایل نیمه هادی قدرت و روشهای تبدیل پدید آمدند انقلاب الکترونیک به ما این توانایی را داد که توانهای خیلی زیاد را با بازده بالا کنترل کرده و تغییرهر شکل در سایه همبستگی میکروالکترونیک قدرت در حال شکوفا شدن هستند واین روند همچنان ادامه خواهد یافت
در 30سال آینده الکترونیک قدرت الکتریسیته را در روی خطوط توزیع یعنی ما بین محل تولید و استفاده کننده گان به شکل مناسبش تبدیل خواهد کرد .حرکت شتابی الکترونیک قدرت از واخر دهه 80 واوئل دهه 90آغاز شد.
مشخصه کنترل عناصر قدرت:
عناصر نیمه هادی قدرت را میتوان با اعمال سیگنالهای کنترل به گیت ترانزیستور بصورت یک کلید بکار برد خروجی مطلوب با تغییر زمان هدایت این عناصر بدست می آید هنگامی که تریستور در حالت هدایت معمول باشد سیگنال گیت چه مثبت باشد وچه منفی اثری نخواهد داشت هنگامی که عناصر نیمه هادی قدرت در حالت هدایت معمول خود است افت ولتاژ کوچکی دو سر عنصر روی می دهد .
عناصر کلید زنی عناصر نیمه هادی قدرت را می توان بصورت زیر طبقه بندی کرد
خاموش شوندگی و روشن شوندگی کنترل نشده(مثل دیود)
روشن شوندگی کنترل شده و خاموش شوندگی کنترل نشده(مثل SCR))
خاموش شوندگی و روشن شوندگی کنترل شده (مثل BGT MOSFET IGBT SIT MCT SITH )
نیازمند سیگنال گیت پیوسته (BGT MOSFET IGBT SIT )
نیاز مند پالس گیت (SCR GTO MCT )
دارای قابلیت تحمل ولتا دو قطبی ( SCR GTO )
دارای قابلیت تحمل جریان دو سو (TRIAC RCT )
دارای قابلیت تحمل ولتا یک قطبی(BGT MOSFET BGT )
دارای قابلیت تحمل جریان یکسو (MOSFET IGBT SIT SCR GTO BGT )
انواع مدارهای الکترونیک قدرت:
جهت کنترل توان الکتریکی یا تغییرهر توان تبدیل توان الکتریکی از یک شکل به شکل دیگر لازم است و مشخصات کلید زنی عناصر قدرت اجازه چنین تبدیلاتی را می دهد.مبدلهای استاتیک قدرت این تبدیلات توان را انجام میدهد.یک مبدل را میتوان به عنوان یک کلید زنی در نظر گرفت مدارهای الکترونیک قدرت را میتوان در الکترونیک گروه طبقه بندی کرد
1-یکسو کننده های دیودی
2-مبدل AC بهDC ) یکسوکنندهای کنترول شونده)
3-مبدل های ACبه AC(کنترول کننده های ولتا ژ AC )
4- مبدل های DC بهDC (چاپر های DC (
5-مبدل های DC بهAC(اینروتر)
6-کلیدهای استاتیک
1 -اینورتر:
مبدلهای جریان مستقیم به متناوب با نام اینورتر شناخته میشوند.وظیفه یک اینورتر تبدیل یک ولتاژ ورودی مستقیم به یک ولتاژ خروجی متناوب و متقارن با دامنه و فرکانس مورد نظر است.
شکل موجهای ولتاژ خروجی در اینورترهای ایدال باید سینوسی باشد با این حال در اینورترهای عملی این شکل موجها غیر سینوسی بوده و دارای یک سری هارمونیک های مشخص میباشد.در کاربردهای توان متوسط و توان پایین ولتاژهای مربعی یا تقریبا مربعی ممکن است قابل قبول باشد.ولی در کاربردهای توان بالا به موج های سینو سی با اعوجاج بسیار کم نیاز است.با اختیار داشتن قطعات نیمه هادی قدرت سریع میتوان با استفاده از روشهای کلید زنی هارمونیک های ولتا ژ خروجی را به نحوه چشمگیری کاهش داد.
ورودی اینورتر ممکن است یک باتری- سلول زغالی- سلول خورشیدی و یا هر منبع مستقیم دیگر باشد خروجی اینورتر تکفاز معمولا برابر است با:
الف)120ولت در فرکانس 60 هرتز
ب)220ولت در فرکانس 50هرتز
پ)115ولت در فرکانس 400هرتز
اینورترها را میتوان به دو دسته کلی تقسیم کرد
1)اینورترهای تکفاز
2)اینورترهای سه فاز
اگر ولتاژ ورودی اینورترثابت باشد اینورتربه نام اینورتر تغذیه شونده با ولتاژ و در صورتی
که جیان ورودی ثابت نگه داشته شود به نام اینورتر تغذیه شونده با جریان خوانده می شود.
1-1)اینورتر نیمه پل تکفاز:
اصول کار:
طرز کار اینورترهای تکفاز را می توان با کمک شکل شرح داد. مدار اینورتر شامل دو چاپراست وقتی فقط ترانزیستور Q1 برای مدت T0/2 روشن می شود ولتاژ لحظه ای بار V0 برابر VS/2می شود اگر ترانزیستور Q2 به تنهایکسو کننده برای مدت T0/2 روشن شودVS/2 – در دو سر بار ظاهر میشود. مدار منطقی را باید طوری طراحی کرد که Q1 و Q2 با هم روشن نشوند. شکل 10-1 ب شکل موج های ولتاژ خروجی و جریانهای ترانزیستور را برای بار مقاومتی نشان می دهد . این اینورتر به یک منبع مستقیم سه سیمه احتیاج دارد و وقتی ترانزیستور خاموش باشد ولتاژ معکوس روی آن به جای آنکه Vs/2باشد Vs است.
مقدار موثر ولتاژ خروجی را میتوان از رابطه ی زیر بدست آورد:
ولتاژ لحظه ای خروجی توسط سری فوریه به صورت زیر بیان میشود:
که درآن f0فرکانس ولتاژ خروجی بر حسب است
پارامترهای کارآیی:
خروجی اینورتر عملی دارای هارمونیک می باشد و کیفیت یک اینورتر معمولا توسط پارامترهای کارایکسو کننده زیر ارزیابی می شود:
ضریب هارمونیک برای هارمونیک nام
ریب هارمونیک (برای هار مونیک nام)مقیاسی برای نشان دادن تاثیر هریک از هارمونیک ها می باشد و به صورت زیر تعریف میشود:
HFn =Vn /V1
که در آن V1 مقدار موثر مولفه اساسی و Vn مقدار موثر هارمونیک nام است.
اعوجاج هارمونیک کل THD:
این پارامتر در حقیقت مقیاسی برای اندازه گیری تشابه بین یک شکل موج و مولفه ی اساسی آن می باشد و به صورت زیر مشخص می شود :
ضریب اعوجاجTHD.DF مجموع هارمونیک ها را نشان میدهد ولی سطح هر یک از مولفه های هارمونیک را بطور جداگانه مشخص نمی کند اگر در خروجی اینورترها یک فیلتر قرار داده شود. هار مونیک های مراتب بالاتر به نحو موثرتری تضعیف می شود بنابراین آگاهی در مورد فرکانس دامنه هر هارمونیک حائز اهمیت است.
DF :
معیار موثر بودن کاهش هار مونیک ها ی ناخواسته است بی آنکه لازم باشد مقادیر فیلتر بار درجه دو را مشخص کنیم و به اینصورت تعریف می شود:
هارمونیک پایین ترین مرتبه :LOM
هارمونیک پایکسو کنندهن ترین مرتبه هارمونیکی است که نزدیک ترین فرکا نس را به مولفه اساسی داردا بوده ودامنه آن بیش از %3دامنه مولفه اساسی باشد .
2-1 ) اینورترها ی پل تک فاز:
یک اینورتر تک فازکه شامل چهار چاپر است نشان داده شده است وقتی که ترانزیستورهای Q1 و Q2به طور همزمان روشن می شود ولتاژVs ظاهر می شود اگر در همین زمان ترانزیستورهای Q3 و Q4 هم روشن شوندذ ولتاژروی بارمعکوس شده وبرابر Vsمی شود.
شکل موجهای ولتاژخروجی نشان داده است .
مقدار ولتاژ خروجی از رابطه زیر بدست می آید .
می توان رابطه را به صورت سری فوری بیان کرد
جریان لحظه ای باز L0برایکسو کنندهک بار RLبرابر است با
که در آن است .
هنگامی که دیود D1 و D2 هدایت می کنند ا نرژی دوباره به منبع جریان مستقیم برگردانده میشود این دیودها به نام دیود فیدبک خوانده می شوند.
3-1) اینورترهای سه فاز:
این اینورترها معمولا در کاربردهای توان بالا بکار می روند. اینورتر تکفاز نیمه پل یا تمام پل را می توان به صو رت موازی به هم متصل کرد تا یک اینورتر سه فاز تشکیل شود.
سیگنالهای آتش اینورترهای تکفاز را نسبت به هم 120درجه تاخیر دادهو یا جلو ا نداخت سیم پیچ های ثانویه را متوان به صورت ستاره یا مثلث متصل کرد.ولی معمولا برای حذف هارمونیک های مضرب سه که در ولتاژ خروجی ظاهر می شوند ثا نویه ترانسفورماتور را به صورت Y متصل می کنند.
خروجی سه فاز را می توان از ترکیب 6 دیود بدست آورد
هدایت 180 درجه :
هر ترانزیستور برای 180 درجه هدایت می کند.در هر لحظه سه ترانزیستور روشن می باشد. هنگامی که ترانزیستور Q1 روشن میشود ترمینال A به سر مثبت ولتاژ DC ورودی وصل می گردد.وقتی ترانزیستور Q4 روشن می شود ترمینال Aبه سر منفی منبع DC متصل می گردد.
در هر سیکل 6حالت کاری وجود دارد و زمان هر حالت 60 درجه است.در هر نیم سیکل سه حالت کاری وجود دارد
با توجه به این موضوع کهVAB به اندازه شیفت یافته و هارمونیک های زوج برابر صفر هستند میتوان ولتاژ لحظه ای خط به خط VAB در یک سری فوریه بیان کرد.
VACوVCA را می توان با شیفت فاز VAB به ترتیب 120و240 درجه پیدا کرد
هارمونیک های مضرب سه N=3,9,15,…… در ولتاژ های خط به خط صفر میشود
مقدار موثر ولتاژهای خط به زمین را می توان از ولتاژ خط بدست آ ورد
اگر بارها مقاومتی باشد دیود های دو سر ترانزیستور ها کا ری انجام نمی دهد اگر بار سلفی با شد جر یا ن در هر بازوی اینورتر نسبت به ولتاژ تاخیر پیدا می کند هنگا می که ترانزیستور Q4 خا موش است تنها مسیر برای عبور جریا ن منفی خط IA از طریق دیود D1 است.بنابر این ترمینال A بار تا وقتی که جریان بار در لحظه t =t1 قطبیت خود را تغیکسو کنندهر می دهد.از طریق D1 به منبع DC وصل می باشد در طول دوره t1>t>0 ترانزیستور Q1 هدایت نمی کند بطور مشابه ترانزیستور Q4 تنها در لحظه t = t4 هدایت میکند از آنجا که مدت هدایت ترانزیستورها و دیودها به ضریب توان بار بستگی دارد.ترانزیستورها را باید به طور مداوم آتش کرد
هدایت 120درجه:
دراین نوع کنترل هرترانزیستور 120درجه هدایت می کند در هر لحظه فقط دوترانزیستور روشن هستند دریک نیم سیکل سه حالت کاری وجود دارد درطول حالت 1برای >0 ترانزیستورهای 1و6 هدایت می کند
در طول حالت 2برای ترانزیستورهای 1و2 هدایت می کند
در طول حالت 3برای ترانزیستورهای 2و3 هدایت می کند
ولتاژهای خط به زمین را به زمین سری فوریه بصورت زیر توسط سری فوریه بیان کرد
ولتاژ خط aبهb برابر با 30درجه تقدم فاز است بین خاموش شدن Q1تاروشن شدن Q4 تاخیر وجود دارد بنا براین منبع DCاز طریق ترانزیستور بالایکسو کنندهو پایکسو کنندهنی اتصال کوتاه نمی شود در هر لهظه دوترمینال باز به مشخصات بار بستگی دارد از آنجا که هر ترانزیستوربرای 120درجه هدایت می کند تحت شرایط یکسان بار ترانزیستورها نسبت به هدایت 180درجه مدت کمتری بکار گرفته می شود.
4-1) کنترل ولتاژ اینورترهای تک فاز:
دربسیاری از کاربرد های صنعتی اغلب لازم است که ولتاژ خروجی اینورترها برای:
1- غلبه بر تغییرات ولتاژ dc ورودی
2- برای تنظیم ولتاژ اینورترها
3- برای براورده کردن احتیاجات دائمی کنترل ولتاژ/ فرکانس کنترل شود.
4-1) موثرترین روش برای کنترل بهره بکارگیری کنترل مدولاسیون پهنای پالس PWM در داخل اینورترها است روشهای رایج عبارتند از:
1-5-1) مدولاسیون پهنای باند منفرد
2-5-1)مدولاسیون پهنای پالس جداگانه
3-5-1) مدولاسیون پهنای پالس سینوسی
4-5-1)مدولاسیون پهنای پالس سینوسی بهبود یافته
5-5-1)کنترل جابجایی فاز
1-5-1) مدولاسیون پهنای پالس منفرد:
در کنترل مدولاسیون پهنای باند منفرد در هر نیم سیکل تنها یک پالس وجود دارد و پهنای این پالس برای کنترل ولتاژخروجی اینورتر تغییر داده می شود.
با تغییر ar از صفر تا ac پهنای پالس را میتوان از صفر تا 180 درجه تغییر داد. نسبت ar و ac متغییر کنترلی است و شاخص مدولاسیون دامنه نامیده می شود.
مقدار موثر ولتاز خروجی را می توان از رابطه زیر بدست اورد.
و سری فوریه ولتاژ خروجی مطابق زیر بدست می آید.
2-5-1)مدولاسیون پهنای پالس چند گانه:
با بکار بردن چندین پالس در هر نیم سیکل ولتاژ خروجی میتوان مقدار هارمونیک را کاهش داد ایجاد سیگنال ها ی اتش برای روشن و خاموش کردن ترانزیستورها به وسیله مقایسه سیگنال مرجع با یک موج حامل مثلثی نشان داده شده است.
3-5-1)مدولاسیون پهنای پالس سینوسی:
به جای اینکه پهنای تمام پالسها را مشابه مدولاسیون پالس چندگانه در نظر بگیریم پهنای هر پالس را به تناسب دامنه یک موج سینوسی در مرکز همان پالس تغییر داده میشود ضریب اعوجاج و هارمونیک های مرتبه های پاین تر به نحو قابل ملاحظه ای کمتر میشود.
تعداد پالس ها در هر نیم سیکل به فرکانس حامل بستگی دارد.ولتاژ موثر خروجی را می توان با تغییرشاخص مدولاسیون m تغییر داد.
6-1)کنترل ولتاژ اینورترهای سه فاز:
یک اینورتر سه فاز را میتوان به صورت سه اینورتر تک فاز که خروجی هر یک 120 درجه شیفت داده شده است در نظر گرفت روشهای کنترل ولتاژاینورترهای سه فاز همانند روش کنترل اینورترهای تک فاز می باشد.
7-1)روشهای مدولاسیون پیشرفته:
روش spwm که بیشترین کاربرد را دارد دارای یک ایرادهایکسو کننده است (از جمله ولتاژ خروجی کم)
روشهای دیگری که کارایکسو کننده بیشتری را ارائه میکنند عبارتند از:
1-7-1)مدولاسیون ذوذنقه ای
2-7-1)مدولاسیون پلکانی
3-7-1)مدولاسیون پله ای
4-7-1)مدولاسیون تزریق هارمو نیک
5-7-1)مدولاسیون دلتا
1-7-1)مدولاسیون ذوزنقه ای:
سیگنال های اتش را مقایسه یک موج حامل مثلثی با یک موج ذوذنقه ای مدوله کننده ایجاد می شوند . موج ذوذنقه ای را می توان به وسیله محدودکردن دامنه یک موج مثلثی به که با رابطه زیر با مقدار مربوط است به بدست می آید.
دررابطه بالا به نام ضریب مثلثی خوانده می شود چون هنگامی که 1 = باشد شکل موج به یک موج مثلثی تبدیل می شود شاخص مدلاسیون M برابراست با
زاویه قسمت تخت موج ذوزنقه ای با زاویه زیر داده می شود
برای مقادیر ثابت Ar(max) وAc و M را که با ولتاژ خروجی تغیکسو کنندهر می کند می توان با عوض کردن ضریب مثلثی تغییر داد.
2-7-1) مدولاسیون پلکانی:
موج پلکانی یک نمونه تقریبی از موج سینوسی نمی باشد..سطوح پله ها برای بر طرف کردن یک سری هارمونیک های خاص محاسبه می شوند نسبت فرکانس مدلاسیون MF و تعداد پله ها طوری انتخاب شده اند که ولتاژ خروجی دارای کیفیت مطلوب است.این روش PWM بهینه شده است و برای کمتر از 15 پالس در هر سیکل توصیه نمی شود.
3-7-1) مدولاسیون پله ای:
موج پله ای یک نمونه تقریبی از موج سینوسی نسبت این موج سینوسی نمی باشد. سطح این موج به فواصل تعیکسو کنندهن شده ای برای مثال 20درجه تقسیم می شودکه هر فاصله به منظور کنترل دامنه مولفه اصلی وبرطرف کردن هارمونیک های خاص بطور جداگانه کنترل می شود این نوع کنترل درمقایسه باکنترل pwm نرمال دامنه اصلی بزرگتر واعوجاج کمتری رادر خروجی ارائه می کند.
8-1) اینورترهای منبع جریانی :
دربخشهای قبل اینورتورها توسط یک منبع ولتاژتغذیه می شوند و جریان بار مجبور به نوسان از یک مقدار مثبت به یک مقدار منفی و برعکس می شدبرای اینکه اینورتوراز عهده تغذیه بارهای سلفی برآیدکلیدهای قدرت با دیودهای هرزگرد موردنیازاست اما در اینورترCSI ورودی به صورت یک منبع جریان عمل می کند .جریان خروجی مستقل از بار اینورتر بطور ثابت حفظ می شود و ولتاژخروجی وادار به تغییر می گردد.
دیاگرام مداری یک اینورتر ترانزیستوری تکفاز در شکل نشان داده شده است.
جریان باررامی توان از رابطه زیر بدست آورد
دریک اینورتر منبع جریانی مدارهای کموتاسیون تریستورها فقط به خازنهانیازداردوساده تر است فرض کنید T1 و T2 در حالت هدایت باشندوخازن های C2وC1 با قطبیت نشان داده شده شارژ شده ا ند آتش کردن تریستور T4 T3 باعث بایاس معکوس کردن تریستور های T2وT1 می شود.
T1 T2 بوسیله کمو تاسیون ضربه خاموش می شوند.در این حالت جریان از T3 C1 D1 و C2 T4 D2 عبور می کند.خازن های C1 C2 با نرخ ثا بتی که توسط جریان آن ها صفر می شود.جریان بار ازD1 به D3 و از دیود D2به D4منتقل می شود.وقتی که جریان بار کا ملا معکوس می شود D1 D2 خا موش می شوند.اکنون خازن آ ماده است تا اگر در نیم سیکل بعد تریستورهای T1 T2 آتش شوند T4 T3
را خا موش کند. زمان کمو تاسیون به مقدار جر یان و ولتاژ بار بستگی خواهد داشت.
برای تغییر جریان بار و بهبود کیفیت شکل موج های آن می توان از روش های PWM SPWM MSPWM MSPWN استفاده کرد.اینورتر های منبع جر یا نی (CSI ) معادل اینور تر منبع ولتاژ (VSI) است شکل ولتاژ خط به خط یک VSI شبیه شکل جر یان خط یک CSI است .مزایای CSI عبا رتند از
1) بخاطر اینکه جر یان DC ورودی محدود و کنترل شده است اشتباه در اتش کردن عنا صر کلید زنی و یا اتصال کوتاه در مدار منجر به بروز مشکلات جدی نمی گردد
2) جریان پیک عناصر قدرت محدود می شود
3) مدار های کمو تاسیون تریستور ها ساده تر هستند
4) این مدار قادر است بدون استفاده از دیود های هرز گرد با بارهای راکتیو و نوزا کار کند
اینورتر منبع جریانی(CSI) معا دل اینور تر منبع ولتاژ (VSI ) است.شکل ولتاژ خط به خط یک اضافی برای کنترل جریان دارد پاسخ دینامیکی ان کند تر است.به خاطر انتقال جریان از یک جفت کلید به یک جفت کلید دیگر به یک فیلتر خروجی برای حذف پالس های سوزنی بوجود امده در ولتاژ خروجی احتیاج است .
در بسیاری از کاربردهای صنعتی لازم است که یک منبع ولتاژ dc ثابت به یک منبع dc متغیر (قابل تنظیم) تبدیل شود. چاپر dc عمل تبدیل مستقیم dc به dc را انجام می دهد و به همین دلیل به کانورتور dc به dc معروف است.
• چاپر را می توان معادل dc یک ترانس ac با نسبت دور متغیر پیوسته در نظر گرفت. چاپر نیز مانند ترانس می تواند برای پایین آوردن یا بالا بردن ولتاژ منبع به کار گرفته شود.
• کنترل شتاب نرم،راندمان بالا و پاسخ فرکانسی سریع از مشخصات آن است.
پارامترهای اجرایی
المان های نیمه هادی برای روشن یا خاموش شدن به یک حداقل زمان احتیاج دارند. بنابراین سیکل کار، k فقط بین یک مقدار حداقل kmin و یک مقدار حداکثر kmax قابل کنترل است و به این ترتیب مقدار حداقل و حداکثر ولتاژ خروجی تعیین می شود. فرکانس کلیدزنی چاپر نیز به همین دلیل محدود است.
تموج جریان بار، به عکس فرکانس کار چاپر بستگی دارد. این فرکانس باید تا حد امکان بالا باشد تا تموج جریان بار کاهش یافته و اندازه هر گونه سلف اضافی سری در مدار بار را به حداقل برساند.
9-1) رگولاتور در وضعیت کلیدزنی:
از چاپرهای dc می توان به عنوان رگولاتور در وضعیت کلیدزنی استفاده کرد تا یک ولتاژ dc که معمولا به صورت تظیم نشده است را به یک ولتاژ dc خروجی تنظیم شده تبدیل کند.
عمل رگولاسیون توسط مدولاسیون عرض پالس در یک فرکانس ثابت انجام میشود و المان کلیدزنی معمولا یک BJT یا MOSFET قدرت است.
• خروجی چاپرهای با بار مقاومتی، گسسته بوده و دارای هارمونیک است. میزان تموج معمولا در اثر استفاده از یک فیلتر LC کاهش میابد.
• تلف کلیدزنی ترانزیستور، با افزایش فرکانس کلیدزنی افزایش یافته و راندمان کار آن کاهش میابد. به علاوه تلف هسته سلف ها، کار در فرکانس بالا را محدود می کند.
10-1) رگولاتور ها:
• رگولاتور های کلیدزنی به چهار صورت یافت می شوند:
1-9-1) رگولاتورهای کاهنده BUCK
2-9-1) رگولاتورهای افزاینده BOOST
3-9-1) رگولاتورهای کاهنده-افزاینده BUCK-BOOST
4-10-1)رگولاتورهای CUK
1-10-1)رگولاتورهای کاهنده BUCK:
در یک رگولاتورکاهنده ولتاژ متوسط خروجی کمتر از ولتاژ ورودی Va است و از این رو نام آن کاهنده می باشد. این یک رگولاتور پر کاربرد است که شباهت به یک چاپر کاهنده دارد.
عمل این رگولاتور در دو مرحله قابل بیان است: مرحله 1 هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور Q1 در t=0 روشن شود. جریان ورودی، که در حال افزایش است، از داخل سلف فیلتر L، خازن فیلتر C و مقاومت بار R به جریان می افتد.
مرحله 2 هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور Q1 در t=t1 خاموش شود. دیود هرزگرد Dm به دلیل انرژی ذخیره شده در سلف همچنان هدایت می کند و جریان سلف از طریق L، C، بار و دیود Dm می گذرد. جریان سلف پائین می افتد تا وقتی که ترانزیستور Q1 مجددا در سیکل بعد روشن شود.
شکل موج ولتاژها و جریان ها در قسمت های
مختلف مدار در شکل های زیر نشان داده شده.
• بسته به فرکانس کلیدزنی، مقادیر اندوکتانس،
فیلتر و خازن، جریان سلف میتواند گسسته و
یا پیوسته باشد.
در این مدار هدف ما پیدا کردن:
1) رابطه ای برای Vo بر حسب Vs
2) رابطه ای برای تغییرات ولتاژ دو سر خازن
3) رابطه ای برای تغییرات جریان گذرنده از سلف است
معمولا برای بدست آوردن روابط فوق چنین عمل می کنیم: معادله KVL را در دو حالت یک بار وقتی Q1 وصل است و یک بار وقتی Q1 قطع است مینویسیم. از اولی t1 را و از دومی t2 را بر حسب سایر کمیات مینویسیم. سپس t1+t2=T قرار داده و Vo بر حسب Vs را پیدا می کنیم.
یک بار دیگر تغییرات جریان سلف را از دو رابطه فوق بدست آورده و آنها را با هم مساوی قرار داده و روابط مورد نظر را استخراج می کنیم.
باید توجه داشت که اگر چه ولتاژ خروجی Vo تموج دارد و مقدار ثابتی نیست ولی در نوشتن روابط KCL ما از تموج کوچک آن صرفظر کرده و آن را مقدار ثابتی می گیریم مگر در جایی که تاکید ما بر روی محاسبات خود تموج ولتاژ خروجی باشد که در آن صورت دیگر Vo را ثابت در نظر نمی گیریم.
ولتاژ دو سر سلف، L، به طور کلی برابر است با:
با فرض اینکه جریان سلف در t1 به طور خطی از I1 به I2 میرسد،
و جریان سلف در t2 به طور خطی از I1 به I2 تنزل می یابد:
که ∆I، تموج پیک به پیک جریان سلف L است. از مساوی قرار دادن ∆I در معادلات (1) و (2) نتیجه می شود:
از قرار دادن t1=kT و t2=(1-k)T، ولتاژ متوسط خروجی برابر خواهد شد با
با فرض آنکه کلید ترانزیستوری بدون تلف باشد، VsIs=VaIa=kVsIa و جریان متوسط ورودی برابر می شود با:
پریود کلیدزنی به صورت
قابل بیان است که این، جریان تموج پیک به پیک را به صورت
بدست می دهد.
با استفاده از قانون کیرشف، جریان بار را می توان اینطور نوشت:
اگر فرض کنیم که تموج جریان بار ∆io بسیار کوچک و قابل گذشت باشد، آنگاه ∆iL=∆ic. جریان متوسط خازن که به مدت t1/2+t2/2=T/2 جریان می یابد برابر خواهد شد با
اکنون ولتاژ خازن به صورت بیان شده و ولتاژ تموج پیک به پیک خازن برابر است با
از قرار دادن مقدار ∆I در معادله بالا نتیجه می شود که
• رگولاتور کاهنده فقط به یک ترانزیستور احتیاج دارد، ساده بوده و راندمان بالایی دارد.
• di/dt جریان بار توسط L محدود می شود. لیکن جریان ورودی گسسته بوده و معمولا به یک فیلتر ورودی هموار کننده احتیاج است.
• در این مدار ولتاژ خروجی فقط یک پلاریته دارد (مثلا مثبت است) و جریان در بار نیز فقط در یک جهت جاری می شود (امکان معکوس شدن جهت جریان وجود ندارد).
2-9-1)رگولاتور افزاینده
در یک رگولاتور افزاینده، ولتاژ خروجی از ولتاژ ورودی بیشتر است و از این رو نام "افزاینده" به آن داده شده است.
رگولاتور افزاینده از Mosfet قدرت استفاده می کند و مشابه یک چاپر افزاینده است.
• عمل مدار در دو مرحله خلاصه می شود. مرحله 1، هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور Q1 در لحظه t=0 وصل می گردد. جریان ورودی، شروع به زیاد شدن کرده و از سلف L و ترانزیستور Q1 می گذرد. مرحله 2 هنگامی آغاز می شود که ترانزیستور Q1 در t=t1 خاموش می شود. جریانی که تا قبل از این از داخل ترانزیستور می گذشت اکنون از L، C، بار و دیود Dm می گذرد. جریان سلف، تا آنجا پائین می افتد که ترانزیستور Q1 در سیکل بعد مجددا روشن شود. اکنون انرژی ذخیره شده در سلف L، به بار منتقل می شود.
شکل موج ولتاژ و جریان برای جریان پیوسته بار در شکل روبرو دیده می شود.
• با فرض افزایش خطی جریان سلف از I1 به I2 در زمان t1، داریم:
و جریان سلف در I2، به طور خطی از I1 به t2 پایین می افتد د داریم:
که در آن ∆I، پیک-پیک تموج جریان سلف L است. با توجه به معادلات گذشته داریم:
از قراردادن t1=kT و t2=(1-k)T، مقدار متوسط ولتاژ خروجی بدست می آید:
با فرض بدون تلف بودن ترانزیستور، VsIs=VaIa=VsIa/(1-k)، مقدار متوسط جریان ورودی عبارت است از:
پریود کلیدزی T را می توان به کمک
بدست آورد و به این ترتیب، میزان پیک-پیک تموج جریان به صورت
یا
بدست می آید.
هنگامی که ترانزیستور روشن باشد خازن باعث تامین جریان بار برای t=t1 میشود. مقدار متوسط جریان خازن، Ic=Ia بوده و پیک-پیک تموج ولتاژ خازن برابر خواهد شد با
از معادلات قبل بدست می آوریم t1=(Va-Vs)/(Vaf). با قرار دادن این مقدار در معادله بالا نتیجه می گیریم:
رگولاتور افزاینده می تواند ولتاژ خروجی را بدون کمک ترانسفورمر، بالا ببرد و چون در آن فقط یک ترانزیستور وجود دارد، راندمان بالایی دارد. جریان ورودی پیوسته است لیکن پیک جریان گذرنده از ترانزیستور قدرت مقدار بزرگی دارد. ولتاژ خروجی نیز حساسیت زیادی نسبت به تغییرات سیکل کار k دارد و از این رو ممکن است پایدار ساختن رگولاتور، دشوار باشد. ضمنا چون ترانزیستور با مدار بار موازی شده است، حفاظت کردن از آن بویژه دز هنگام اتصال کوتاه، مشکلاتی دارد. مقدار متوسط جریان خروجی، با ضریب (1-k) کمتر از مقدار متوسط جریان سلف است و جریان موثر بسیار بزرگتری از خازن فیلتر عبور کرده و نسبت به یک رگولاتور کاهنده، ناگزیر از بکارگیری خازن فیلتر بزرگتری هستیم.
3-10-1)رگولاتور کاهنده-افزاینده (buck boost)
رگولاتور کاهنده-افزاینده ولتاژ خروجی تولید می کند که می تواند کوچکتر یا بزرگتر از ولتاژ ورودی باشد و انتخاب نام "کاهنده-افزاینده" نیز به همین دلیل صورت گرفته است.
پلاریته ولتاژ خروجی، مخالف پلاریته ولتاژ ورودی می باشد.
ضمناً این رگولاتور، به رگولاتور وارون ساز یا با تغذیه معکوس نیز معروف است.
عمل مدار در دو مرحله قابل تعقیب است. در مرحله اوّل ترانزیستور Q1 روشن بوده و دیود Dm بایاس معکوس است. جریان ورودی که در حال افزایش است از سلف L و ترازیستور Q1 می گذرد. در مرحله دوم، ترانزیستور Q1 قطع شده و جریان که از سلف L می گذشت اکنون از L، C، Dmو بار می گذرد. اکنون انرژی ذخیره شده در سلف L به بار منتقل شده و جریان سلف پائین می افتدتا اینکه ترانزیستور Q1 در سیکل بعد مجدداً روشن شود. مدار معادل برای این دو مرحله کار و شکل موج حالت دائمی ولتاژ و جریان برای جریان پیوسته بار در این رگولاتور در اشاره زیر آمده.
با فرض افزایش خطی جریان سلف از I1 به I2 در زمان t1، داریم:
و جریان سلف بطور خطی در t2، از I2 به I1 پائین می افتد و
که ∆I، پیک-پیک تموج جریان سلف L است. از معادلات اول و سوم نتیجه میشود:
با قرار دادن t1=kT و t2=(1-k)T، ولتاژ متوسط خروجی برابر است با:
با فرض بدون تلف بودن مدار، VsIs=VaIa=VsIa/(1-k) و جریان متوسط ورودی Is، توسط
به جریان متوسط خروجی Ia مربوط می شود.
پریود کلیدزنی T، از رابطه زیر پیدا می شود
لذا پیک-پیک تموج برابر خواهد بود با
لذا پیک-پیک تموج برابر خواهد بود با:
وقتی ترانزیستور Q1 وصل می شود خازن فیلتر موجب می گردد که جریان بار برای t=t1 تغذیه شود. جریان متوسط تخلیه خازن، Ic=Ia و مقدار پیک-پیک تموج ولتاژ آن برابر است با:
از قبل داشتیم:
پس:
رگولاتور کاهده-افزاینده، امکان می دهد که بدون در اختیار داشتن ترانسفورمر، پلاریته ولتاژ خروجی معکوس شود، راندمان بالایی دارد و وقتی ترانزیستور دچار مشکل شود، di/dt جریان خطادار مساوی با Vs/L شده و لذا توسط سلف L محدود می گردد. حفاظت خروجی در مقابل اتصال کوتاه نیز به سادگی امکان پذیر است. لیکن در عوض جریان ورودی، گسسته(ناپیوسته) بوده و جریان پیک بزرگی از ترانزیستور Q1 می گذرد.
فصل دوم
معرفی اینورتر منبع امپدانسی
Z-Source Inverter
1-2) معرفی اینورتر منبع امپدانسی
Z-Source Inverter
• تقویت ولتاژ
• بدون نیاز به بالا برنده های ولتاژتوانایی افزایش ولتاژرا دارند.
• در اینورترهای معمولی اگر دوکلید که در یک پایه قراردارند همزمان روشن شوند اتصال کوتاه رخ داده است وباعث آسیب دیدن اینورتر وکلید ها می شود
• اما دراینورتر Z-Source اتصال کوتاه باعث تقویت ولتاژمی شودوبه نوعی حفاظت دربرابر اتصال کوتاه بوجود می آید.دیودی که در ابتدای مدار امپدانسی قرار دارد برای جلوگیری ازورود جریانهای منفی به سمت باطری میباشد و به نام دیود قفل کننده شناخته می شود .پدیده EMIحفاظت امواج الکترومغناطیسی باعث یک نویزهایی در اینورتر میشوند که باعث اتصال کوتاه و آسیب دیدن اینورترهای معمولی میشوند امادر Z-Source خودبه خود حفاظت دربرابر EMI وجوددارد.
• در Z-Sourceعلاوه برحالتPWM معمولی یک مدار برای کلید زنی اتصال کوتاه داریم.
-Source Inverter مدوله سازی پهنای باند برای افزایش ولتاژرا انجام میدهد در شکل یک مدار Z-Source Inverter نشان داده شده است که در آن یک شبکه امپدانسی را جانشیین منبع dcکرده ایمم
Z-Source Inverter می تواند ولتاژ خروجی بیشتر از ولتاژ dcورودی تحویل دهد و باعث افزایش تولید قدرت گردد در ادامه دو روش کنترل ررا ارائه خواهیم کرد و این حداکثر تا زمانی بر قرار است که شبکه Z-Source Inverter و فرکانس پایین وابسته به موج های نوسانی با توان خروجی با یکدیگر برخورد نکنند .
رابطه افزایش ولتاژ و عامل مدوله سازی بخوبی تنش ولتاژ را طرح می کند در Z-Source Inverter شش ناحیه کار کرد که در زمان اتصال کوتاه و یا در هر زمان قابل تنظیم است بر اساس شکل 2 اتصال کوتاه D0 چرخه کار در شش ناحیه را تغییرمیدهدهمانطور که دیده می شود افزایش ولتاژ در خروجی به نسبت اتصال کوتاه ربط دارد .
درشکل 3 که تمایل دارد ولتاژ را با روش مدوله سازی افزایش دهد
در شکل 4 نمایش روش کنترلی افزایشی با بیشترین حد که حداکثر ولتاژ زمانیکه در حالت اتصال کوتاه می باشیم به وجود می آید .
زمانی که موج موج حامل مثلثی بیشتر از سطح بالایی اتصال کوتاه شود Vpآرام تر می گردد
واین روش همان روش قدیمی carriet-based کنترل مدوله سازی پهنای پالس است زیرا عامل افزایش توسط چرخه اتصال کوتاه تعیین می شود
در شکل 5 بالاترین حالت بهره ولتاژ دیده می شود .
در شکل 6 سطح mvaحداکثر ارزشش دیده می شود تا موقعی که Vaدر ارزش حداقل اش 3m است Mدر مقابل بهره – ولتاژ در شکل 7 نشان داده شده است بهره ولتاژ را تغییر می دهد.
فصل سوم
شبیه سازی با نرم افزار مطلب و نتایج آزمایش
شبیه سازی با نرم افزار مطلب و نتایج آزمایش:
ابتدا مقایسه بین حالت اینورتر معمولی و Z-Source Inverter
شبیه سازی انجا م شده توسط یک منبع تغذیه 200 ولت در فرکانس 60هرتز می با شد که مدارات شبیه سازی شده به همراه نتایج بهد شرح ذیل آمده است.
pwm
همانطور که در فصل اول بیان شد موثرترین روش برای کنترل بهره بکارگیری کنترل مدولاسیون پهنای پالس PWM در داخل اینورترها است که شبیه سازی آن بصورت زیر است.
pwm
شبیه سازی بعدی Z-Source Inverter که توضیحات آن در فصل دوم بیان شد نیز بصورت زیر می باشد:
شکل موجها در شبیه سازی Z-Source Inverter
شکل موجهای جریان در:
اینورتر سه فاز
Z-Source Inverter
ولتاژ خروجی با اینورتر معمولی
ولتاژ خروجی با Z-Source Inverter
نتیجه گیری:
برتری که z-source inverter نسبت به اینورتر معمولی دارد استفاده از حالت اتصال کوتاه است که( در فصل اول بیان شد) برای افزایش ولتاژ خروجی می باشد.
منابع
الکترونیک قدرت تالیف: محمد ه .رشید ترجمه دکتر سید ابراهیم افجه ای-مهندس مجید مهاجر -تهران:نوپردازان
الکترونیک قدرت ریموند رمشو
[1] F. Z. Peng, "Z-Source Inverter," IEEE Transactions on Industry
Applications, 39(2), pp. 504-510, March/April 2003.
[2] F. Z. Peng and Miaosen Shen, Zhaoming Qian, "Maximum Boost Control
of the Z-source Inverter," in Proc. of IEEE PESC 2004.
2